Обратная связь по току: Обратная связь. Часть 1. Виды обратной связи

Обратная связь. Часть 1. Виды обратной связи

Как я уже говорил в одном из предыдущих постов я начал публиковать цикл статей об операционных усилителях. В прошлой статье я рассмотрел две основные схемы включения (инвертирующую и неинвертирующую) и некоторые схемы с применением операционных усилителей. В данной статье я буду рассматривать такую тему как обратная связь.

Для сборки радиоэлектронного устройства можно преобрески DIY KIT набор по ссылке.

Зачем нужна обратная связь

В отличие от идеальных операционных усилителей (ОУ), имеющих равномерную АЧХ, то есть их коэффициент усиления не изменяется в зависимости от частоты входного сигнала, реальные ОУ имеют коэффициент усиления, который с ростом частоты усиливаемого сигнала уменьшается. Кроме того в ОУ с увеличением частоты сигнала происходит фазовый сдвиг между входным и выходным сигналом, вследствие этого на некоторых частотах усиливаемого сигнала происходит самовозбуждение схемы, то есть усилитель превращается в генератор. Это всё приводит к уменьшению качественных показателей электронных схем.

Одним из наиболее распространённых и эффективных способов влияния на качественные параметры электронных схем с ОУ является применение обратной связи (ОС). Стоит отметить, что ОС широко применяется не только с ОУ, но и со многими другими электронными схемами, поэтому всё, что будет сказано про использование ОС с ОУ, относится и ко всем другим схемам с ОС.

Обратная связь определяется, как связь выходной цепи усилителя с его входной цепью, то есть когда усиленный сигнал с выхода усилителя передается на его вход через цепи, которые специально вводятся для этой цели (внешняя ОС) или через цепи, которые имеются в усилителе для выполнения других функций (внутренняя ОС). На рисунке ниже показана структурная схема усилителя с обратной связью

Структурная схема усилителя с обратной связью.

На рисунке выше показана структурная схема усилителя с коэффициентом усиления К, который охвачен внешней цепью ОС с коэффициентом передачи β. Стрелки на схеме показывают направление прохождения сигнала. Таким образом, часть усиленного сигнала с выхода усилителя поступает через цепь ОС на вход усилителя, где складывается с внешним сигналом. В результате на входе усилителя возникает суммарный входной сигнал, который может быть больше или меньше внешнего сигнала.

Виды обратной связи

Если сумма амплитуд внешнего сигнала и сигнала цепи обратной связи оказывается больше амплитуды внешнего сигнала, то данная цепь ОС называется положительной обратной связью (ПОС), а в случае если сумма амплитуд внешнего сигнала и сигнала цепи обратной связи оказывается меньше амплитуды внешнего сигнала, то такая ОС называется отрицательной обратной связью (ООС).

Путём введения ОС удаётся достаточно сильно изменить процесс работы и свойства усилителя, которые определяются как свойством усилителя, так и свойством цепи ОС. На свойства цепи ОС существенное влияние оказывает её вид, то есть принцип её действия, зависящий в общем случае от полярности и фазы напряжения ОС, а также способа её соединения с входными и выходными цепями усилителя.

Различают четыре вида обратных связей:

1. параллельная обратная связь по напряжению.
2. параллельная обратная связь по току.
3. последовательная обратная связь по напряжению.
4. последовательная обратная связь по току.

Кроме того существует также смешанная обратная связь, но из-за сложности в изготовлении и настройке данный вид обратной связи большого распространения не получил.

Рассмотрим, как образуется каждый вид обратной связи.

Параллельная обратная связь по напряжению

Параллельная обратная связь по напряжению образуется подключением входа цепи ОС параллельно сопротивлению нагрузки R_H, а выход цепи ОС – параллельно входу усилителя.

Структурная схема параллельной обратной связи по напряжению.

Таким образом, входное напряжение цепи ОС U_СВ равно выходному напряжению на нагрузке U_Н, а выходное напряжение цепи ОС U_ОС пропорционально сумме токов входного сигнала I_СИГ и цепи ОС I_OC на общем входном сопротивлении усилительной схемы.

То есть данная ОС образуется при параллельном соединении входа и выхода усилителя через цепь ОС. Данный вид ОС характеризуется тем, что действие ОС уменьшается при уменьшении сопротивления нагрузки и источника сигнала, а при коротком замыкании входа или выхода действие данного вида ОС прекращается.

Параллельная обратная связь по току

Параллельная обратная связь по току образуется подключением входа цепи ОС параллельно резистору R_T, а выход цепи ОС подключён параллельно входу усилителя.

Структурная схема параллельной обратной связи по току.

Данный вид ОС характеризуется следующими параметрами: входное напряжение ОС U_OC пропорционально выходному току усилителя протекающего через резисторы R_T и R_H, а выходное напряжение цепи ОС U_ОС пропорционально сумме токов входного сигнала I_СИГ и цепи ОС I_OC на общем входном сопротивлении усилительной схемы.

Действие данного вида ОС уменьшается при уменьшении сопротивления источника сигнала, входного сопротивления усилителя, а также при уменьшении сопротивления резистора R_T или увеличении сопротивления нагрузки. То есть при коротком замыкании на входе схемы и отсутствии нагрузки данная ОС не действует.

Последовательная обратная связь по напряжению

Последовательная обратная связь по напряжению образуется подключением входа цепи ОС параллельно сопротивлению нагрузки R_H, а выхода цепи ОС – последовательно с входом усилителя.

Структурная схема усилителя с последовательной цепью ОС по напряжению.

В последовательной обратной связи по напряжению входное напряжение U_СВ равно выходному напряжению на нагрузке U_Н. В тоже время сумма выходного напряжения цепи ОС U_ОС и напряжения источника сигнала U_СИГ равна входному напряжению усилителя U_ВХ.

Таким образом, последовательная ОС по напряжению уменьшает своё действие при увеличении сопротивлению источника сигнала и уменьшении сопротивления нагрузки и выходного сопротивления усилителя. В случае, когда на выходе короткое замыкание, а также в режиме холостого хода на входе данный вид ОС перестаёт действовать.

Последовательная обратная связь по току

Последовательная обратная связь по току образуется путём подключения входа цепи ОС параллельно резистору R_T, а выход цепи ОС подключен последовательно с источником сигнала и входом усилителя.

Структурная схема усилителя с последовательной обратной связью по току.

Последовательная обратная связь по току имеет следующие характеристики. Входное напряжение цепи ОС U_CB пропорционально выходному току усилителя I_CB, который протекает через резисторы R_H, R_T и R_ВЫХ, а выходное напряжение цепи ОС U_ОС совместно с напряжением источника сигнала U_СИГ составляет входное напряжение усилителя U_ВХ.

Из вышеизложенного следует, что при уменьшении сопротивлений R_H, R_T и R_ВЫХ, а также при увеличении входного сопротивления усилителя и источника сигнала действие последовательной ОС по току уменьшается. А при отсутствии нагрузки и холостом ходу на входе схемы данный вид ОС сводится к нулю.

Данная статья не может вместить все сведении об обратной связи, поэтому в ней рассмотрены только схемы различных видов обратных связей. О влиянии ОС на параметры усилительных устройств будет рассказано в следующей статье.

Теория это хорошо, но без практического применения это просто слова.Здесь можно всё сделать своими руками.

Обратная связь по току или «Почти ламповый усилитель…»

Большинство граждан этого виртуального города пришли сюда вместе с желанием сделать хороший усилитель.
Некоторые скажут, что лучше сделать ламповый усилитель… Но это не простейшее решение. Нужны довольно дефицитные запчасти — лампы, выходной трансформатор…
Другие им ответят: «Зачем лампы? Микросхемные или транзисторные усилители гораздо компактнее и мощнее! Ну и пусть звук у них не так хорош…»
И ведь все будут правы. Это уже дело вкуса и возможностей каждого.
Вот для второй категории граждан я и решил написать данную статейку 😉

На этой схеме Вы видите простейшую схему включения усилителя мощности, которая используется в подавляющем большинстве современных усилителей.
Звук бубнящий, смазанный и неприятный. В особенности, при использовании ширпотребных китайских запчастей.
Но могу уверить Вас, что и без серьезных доработок можно заставить эту схему звучать!

Начну с небольшого лирического отступления.
Есть у меня друг. Так же, как и я, слегка повернутый на звуке, правда с электроникой не связывается.
Так вот, не раз он хвалил звучание моего усилителя. Хоть и сделан он был еще на заре моего увлечения звуком. Работал в классе В (со всеми присущими этому классу недостатками).

Единственным отличием в схеме была ООС по току. Что не говори, однажды услышав этот звук, отказаться от него я уже не смог!
И уговорил меня однажды этот друг переделать его Вегу 50У по тому же принципу.

В результате, я был жутко доволен, а хозяин этого чуда советских инженеров в шоке Такого чистого и насыщенного звука от этого усилителя не ожидали ни он, ни я 🙂 Работает он уже 5 лет. Благополучно скушал уже 2 комплекта S90 (любит он побольше баса ) и по сей день радует ухо владельца

К чему я всё это? Да просто убеждаю вас в том, что стоит хотя бы раз послушать подобный усилитель…

А еще, этот же друг дал мне попользоваться колонками SVEN, пока я переделываю свой усилитель.
Всё бы ничего, да не устраивал меня их звук…
Поэтому решил, без какого-либо на то разрешения, поиздеваться над ними

Усилитель в них построен по стандартной схеме на двух микросхемах TDA2030.
Посмотрел даташит. Упрощенная схема включения этой МС приведена в начале статьи.
Доработка. на самом деле, простейшая! И по себестоимости не превышает 10р на канал!

На резисторе R4 создается падение напряжение, прямо пропорцианальное току, проходящему через динамик. Это напряжение через конденсаторы C3 и C4 подается на инвертирующий вход усилителя. Конденсаторы включенные таким образом создают неполярный конденсатор с емкостью в двое меньше, т.е., 110мкФ. нужно это для того, чтобы не покупать дорогие неполярные конденсаторы.

А если добавить к этой схеме выключатель…

То можно ощутить различия в звучании стандартной схемы и схемы с ООС по току. Правда нужно будет подобрать резистор R3 так, чтобы громкость в обоих режимах была примерно одинаковой.

В сущности, получается практически ламповый усилитель (во всяком случае, по звуку, да не проклянут меня любители ламповых усилителей! ). Ведь ламповый усилитель, не охваченый петлей ОС и является усилителем тока (напряжение на управляющей сетке регулирует ток катода).

Модернизировать таким образом можно любой усилитель. Хоть транзисторный, хоть микросхемный. Исключением будет только мостовой — там схема значительно усложнится.
В общем, очень советую хотя бы попробовать

Сравнение лучше проводить на записях хора. После переделки можно не напрягаясь отделить голоса поющих друг от друга, а не слушать их в каше, как на обычном усилителе. Или на инструментальной музыке…
Например, Gregorian, Hilary Stagg или, что есть у всех, Ария — Беспечный ангел (вступление, гитарный перебор).
(могу скинуть их в хорошем качестве. кому нужно — стучитесь в аську)

Дополнение:
Во избежание возникновения однотипных вопросов, решил ввести дополнение в эту статью…

Применяемость:
Данная схема может быть полноценно реализована только в немостовом усилителе с двуполярным питанием.
Динамик в таких усилителях подключается одним выводом к выходу усилителя, а другим — к общему проводу, без разделительных конденсаторов.

Мощность дополнительного резистора:
Мощность резистора вычисляется довольно просто:
Из физики мы знаем, что P=U*I
Напряжение на резисторе примерно равно Ur = Uд*(Rr/Rд), где Uд — напряжение на динамике, Rr -сопротивление резистора, Rд — сопротивление динамика.
Ток через резистор и динамик равны.
Соответственно, Pr=Pвых*(Rr/Rд).
В идеале советую брать резистор вдвое большей мощности Pr=2*Pвых*(Rr/Rд), чтобы достичь максимальной надежности (т.к. сопротивление обмотки динамика на некоторых частотах становится значительно меньше ее сопротивления постоянному току).

Соответственно, для мощности усилителя 20 Вт и сопротивлении динамика 4 Ом мощность резистора должна составлять 1 Вт. А для динамика с сопротивлением 8 Ом при той же мощности достаточно резистора мощностью 0.5 Вт.

Камрад, рассмотри датагорские рекомендации

Владимир (Spirit)

Старый Оскол

Электронщик-практик, в основном занимаюсь микроконтроллерами. Есть неплохой опыт и в аналоговой технике (все мы начинали с УМЗЧ =)).
Одержим идеей автоматизации жилища а-ля «Умный дом» =)

Отрицательная обратная связь в усилителе

Обратная связь – процесс передачи сигнала с выхода усилителя обратно на его вход, а также цепь, осуществляющая эту передачу.

Обратная связь (ОС) называется отрицательной (ООС, NFB), если выходной сигнал усилителя вычитается из входного. Для простоты будем рассматривать установившийся режим работы всей системы, причем усилитель работает в активном режиме (т.е. нормально усиливает сигнал без всяких там перегрузок).

Структурная схема усилителя, охваченного ООС, показана на рис.1.

Рис. 1. Структурная схема усилителя, охваченного ООС.

Здесь некоторый «виртуальный» усилитель с коэффициентом усиления по напряжению Ku’ получается из исходного «реального» усилителя, имеющего коэффициент усиления Ku, и охваченного цепью ООС. На самом деле термин «виртуальный» не совсем корректен, но я буду пользоваться им, потому что с точки зрения внешних устройств, подключенных к системе в целом, она представляет собой усилитель с параметрами, отличающимися от параметров реального исходного усилителя без ООС.

С выхода реального усилителя напряжение передается на его вход через цепь ООС с коэффициентом передачи β:

Обычно цепь ООС является пассивной, и β ≤ 1. Если цепь ООС усиливает, то это принципиально ничего не меняет, и все формулы в этом случае выводятся аналогично. Если β = 0, то это означает, что Uоос = 0 и обратная связь отсутствует. Обратите внимание, что совершенно безразлично, какую именно схему имеет цепь ООС. Главное – это насколько (во сколько раз) она ослабляет напряжение.

В данной системе присутствует два разных входных напряжения, и чтобы не путаться, я им дам различные наименования:

1.    Напряжение, подаваемое на вход «виртуального» усилителя от источника сигнала. Его будем обозначать Uсигн.

2.    Напряжение, приходящее на вход реального усилителя – Uвх.

Итак, выходное напряжение усилителя Uвых превращается цепью ООС в напряжение обратной связи Uоос и вычитается из входного напряжения. Результат – входное напряжение реального усилителя:

Важный момент: Uоос всегда меньше Uсигн, поэтому Uвх всегда больше нуля.

Реальный усилитель усиливает свой входной сигнал в Ku раз:

Преобразуем формулу (3):

Но Uвых/Uсигн – это коэффициент усиления Ku’ «виртуального» усилителя, как он проявляется для внешнего мира, поэтому:

Таким образом, мы получили формулу для вычисления коэффициента усиления для усилителя, охваченного ООС.

Теперь можно объяснить, почему Uоос < Uсигн. Допустим, что Uоос = Uсигн. Тогда напряжение, приходящее на вход реального усилителя равно нулю: Uвх = Uсигн – Uоос = 0. А раз так, то и выходное напряжение усилителя равно нулю: Uвых = Uвх∙Ku. Но ведь Uоос получается из выходного напряжения: Uоос = Uвых∙β, значит оно также будет равно нулю! Пришли к противоречию: предположив, что Uоос = Uсигн, получили, что Uоос = 0. Так происходит только при отсутствии сигнала на входе всей системы, когда все напряжения равны нулю. Что будет, если Uоос > Uсигн, рассмотрите самостоятельно. С точки зрения математики, исходное утверждение доказывается элементарно:

Рассматривая физику процессов, следует помнить, что выходное напряжение усилителя появляется не само по себе, а является следствием его усиления и образуется из его входного напряжения: Uвых = Ku∙Uвх.

Итак, при охвате усилителя ООС, его коэффициент усиления уменьшается в (1+β∙Ku) раз. Но введение ООС изменяет и другие параметры усилителя.

1. Отрицательная обратная связь изменяет в (1+β∙Ku) раз входное и выходное сопротивления усилителя. При этом они могут как увеличиваться, так и уменьшаться в зависимости от способа соединения цепи ООС со входом и выходом усилителя – последовательно или параллельно. Способы подключения цепи ООС ко входу усилителя показаны на рис. 2, а к выходу усилителя – на рис. 3.

Рис. 2. Способы подключения цепи ООС ко входу усилителя.

Эти формулы несложно вывести, но мы это делать не будем, а будем пользоваться готовыми. И объяснить их с точки зрения схемотехники также несложно. Например, на рис. 2а, напряжение на входе усилителя после замыкания цепи ООС возросло в (1+β∙Ku) раз: Uсигн = Uвх∙(1+β∙Ku), а входной ток остался прежним. Значит, по закону Ома (R=U/I) и сопротивление возросло в (1+β∙Ku) раз.

Рис. 3. Способы подключения цепи ООС к выходу усилителя.

При последовательной по выходу ООС через ее цепь проходит выходной ток усилителя (ток нагрузки), поэтому ее часто называют обратной связью по току. Несколько примеров разных включений цепи ООС показано на рис. 4 и рис. 5. Цепь ООС является четырехполюсником, который обычно замыкается через «землю» цепи, явным образом это показано на рис. 4б.

Рис. 5. Примеры включения цепи ООС в усилителе на ОУ.

2. Отрицательная обратная связь расширяет частотный диапазон усилителя. Нижняя fн и верхняя fв граничные частоты увеличиваются примерно в (1+β∙Ku), если усилитель имеет спад АЧХ 6 дБ/октаву. На самом деле, при охвате усилителя ООС могут происходить самые разные процессы, вплоть до превращения усилителя в генератор, но если все работает, то частотный диапазон обязательно расширяется. Это иллюстрируют АЧХ исходного усилителя (синяя) и усилителя, охваченного ООС (красная) на рис. 6. Там же показаны границы частотного диапазона без ООС и с ней. Напоминаю, что граничной частотой считается такая частота, где коэффициент усиления уменьшается в корень из двух (примерно 1,41) раз.

Рис. 6. Расширение частотного диапазона при помощи ООС.

3. Введение ООС уменьшает нелинейные искажения усилителя (коэффициент гармоник) примерно в (1+β∙Ku) раз. Это происходит оттого, что ООС линеаризует систему и уменьшает ее ошибки. Изменяется и амплитудная характеристика усилителя (рис.7), на ней плавный переход к области насыщения превращается в довольно острый излом – ООС линеаризует этот участок и «пытается» вытянуть пропорциональное усиление даже там, где оно уже начинает уменьшаться.

Рис. 7. Улучшение линейности усилителя при помощи ООС.

На самом деле (1+β∙Ku) – это очень приблизительная оценка, поскольку для анализа нелинейных цепей используется уже совсем другая математика и там все очень сильно зависит от нелинейности усилителя. Но, тем не менее, искажения усилителя снижаются тем сильнее, чем глубже ООС, и в «простых» случаях формула (1+β∙Ku) работает достаточно хорошо.

Итак, мы видим, что охват усилителя отрицательной обратной связью изменяет ряд его основных параметров в (1+β∙Ku) раз. Проанализируем это выражение сначала чисто математически, не вникая пока в его физический смысл. Очевидно, что тут возможны три варианта:

а) β∙Ku << 1 и это слагаемое практически не влияет на результат. Это происходит при очень малой глубине ООС.

б) β∙Ku ≈ 1. В этом случае можно считать, что глубина ООС становится достаточно большой, чтобы начать оказывать влияние на параметры усилителя.

г) β∙Ku >> 1. Тут обратная связь очень глубока. Интересно, что для очень глубокой ООС формула (4) превращается вот во что:

То есть, свойства усилителя (коэффициент усиления и АЧХ) определяются исключительно параметрами цепи ООС. При значении β∙Ku = 100, погрешность применения вместо формулы (4) упрощенной формулы (5) составляет 1%, такой погрешностью в большинстве случаев можно пренебречь. А в реальных схемах на операционных усилителях величина β∙Ku может достигать десятков тысяч, делая погрешность «упрощения формулы» практически незначимой.

Обратите внимание, что в формуле присутствует величина β∙Ku, как произведение. При этом одинаковое значение этого произведения можно получить как при большой величине Ku и маленьком β, так и при большом β и небольшом Ku, так что в данном смысле эти два параметра равнозначны. Термин «глубина обратной связи» часто ассоциируется с термином «коэффициент передачи цепи ООС», который обозначает величину β, а хорошо было бы ввести некоторое понятие, отражающее именно величину β∙Ku, как более важную для применения. Так сейчас и поступим, только не забывайте, что у нас β ≤ 1, так что понятие большое или маленькое β означает, например, такие значения: β = 0,1 или β = 0,0001.

Теперь давайте оценим степень влияния отрицательной обратной связи, исходя из физического смысла и электроники. Обратимся к рис. 1. Внутри усилителя присутствует два напряжения: Uвх и Uоос. Очевидно, что степень влияния ООС на усилитель зависит от соотношения этих напряжений. Если Uоос << Uвх, то сигнал обратной связи незначителен на фоне входного сигнала усилителя, и ООС влияет слабо. И наоборот, если Uоос >> Uвх, то главную роль во входном сигнале «реального» усилителя играет именно ООС (т.к. Uсигн = Uоос + Uвх и значит входной сигнал «виртуального» усилителя практически равен Uоос). С другой стороны, Uоос получается из напряжения Uвх, после усиления его усилителем и ослабления цепью ООС. Как оно получается? Мысленно разомкнем петлю обратной связи в точке А (разрывать цепь электрически можно не всегда – иногда от этого изменяется величина β), рис. 8.

Рис. 8. Разомкнутая петля ООС.

Со стороны точки приложения сигнала ООС (это точка А), входной сигнал проходит два элемента – усилитель и цепь ООС. Общий коэффициент передачи последовательно соединенных устройств равен произведению их коэффициентов передачи: Ku∙β. Эта величина является коэффициентом усиления сигнала в петле обратной связи и называется петлевым усилением:

С другой стороны:

Это то самое взаимоотношение между напряжением ООС и входным напряжением «реального» усилителя, которое показывает степень влияния обратной связи. Кроме того, оно полностью соответствует выражению, которое мы вывели, математически анализируя формулу коэффициента усиления усилителя с замкнутой ООС. Так что глубину обратной связи характеризует именно петлевое усиление, и именно его имеют ввиду, когда говорят о глубине ООС. Хотя иногда под глубиной ООС подразумевают коэффициент передачи цепи обратной связи β – в случаях, когда Ku велико, и величину A = β∙Ku определяет в основном β.

Таким образом, именно петлевое усиление определяет свойства усилителя, которые он проявляет для внешнего мира. Именно на эту величину изменяются коэффициент усиления, входное и выходное сопротивления, граничные частоты и коэффициент гармоник.

В некоторых случаях вычисление петлевого усиления по формуле (6) может быть затруднено, тогда можно найти его из изменения коэффициента усиления усилителя при охвате его ООС:

Последнее выражение достаточно точно, при А≥100. Проще всего определять таким способом петлевое усиление по логарифмической АЧХ усилителя (диаграмме Боде). На рис. 9 петлевое усиление А = 100 – 60 = 40 дБ, т.е. 100 раз. На самом деле А = 100 – 1 = 99 раз (39,9 дБ), но этим зачастую можно пренебречь, поэтому обычно в таких случаях говорят, что петлевое усиление равно ровно 40 дБ.

Рис. 9. Определение глубины ООС по АЧХ.

Пока что я ничего не говорил о свойствах и схеме самой цепи ООС. На самом деле, значение ее коэффициента передачи не обязательно являются константой. Эта цепь может быть частотнозависимой, тогда величина β меняется с частотой. Такое свойственно современным усилителям сигналов, когда для постоянного тока стремятся получить стопроцентную обратную связь (β=1), дающую максимальную стабильность режима работы усилителя, а для переменного тока глубину ООС выбирают такой, чтобы Ku’ для него (усиливаемого сигнала) был равен 10…1000 (β≈0,1…0,001). На самом деле при снижении частоты f ниже определенного значения, β начинает расти, доходя до единицы при f = 0, т.е. на постоянном токе. Но это все происходит ниже рабочего диапазона частот усилителя, поэтому в таких случаях глубину ООС принято оценивать двумя значениями: для постоянного тока, и для переменного тока (в рабочем диапазоне частот).

Если вернуться к формуле (5) для коэффициента усиления с замкнутой цепью ООС, то видно, что при достаточно большом значении петлевого усиления, свойства усилителя – это обратная величина от свойств цепи обратной связи. Такая ситуация лучше всего получается, если усилитель имеет очень большой коэффициент усиления без ООС – десятки-сотни тысяч и миллионы. Для работы в таких условиях созданы специальные микросхемы, называемые операционными усилителями (ОУ).

Понятие операционного усилителя появилось во второй половине ХХ века, когда получили широкое распространение аналоговые электронно-вычислительные машины (АВМ). Принцип их применения был основан на том, что подбиралась соответствующая электрическая цепь, описываемая теми же уравнениями, что и исследуемый неэлектрический процесс. Измеряя напряжения и токи в цепи, получали значения параметров исследуемого процесса. Для АВМ требовались блоки (функциональные узлы), выполняющие определенные математические операции: масштабирование (усиление), сложение, вычитание, интегрирование, дифференцирование и др. Довольно быстро пришли к выводу, что вместо того, чтобы разрабатывать каждый такой блок по-отдельности, проще получить их все из одинаковых усилителей, охваченных цепью ООС – так и появились ОУ. В настоящее время возможности цифровых вычислительных машин настолько велики, что моделирование (и управление) проще и точнее выполнять на них, и АВМ практически исчезли, а операционные усилители остались – они оказались очень удобными для применения, ведь из них можно получить практически любое устройство, всего лишь охватив их соответствующей ООС.

Так что получить, например, усилитель с нужной АЧХ достаточно просто, достаточно охватить его ООС, имеющей АЧХ «зеркальной» к требуемой (рис. 10).

Рис. 10. Частотнозависимая ООС.

Схемы, реализующие данные АЧХ показаны на рис. 11.

Рис. 11. Цепь частотнозависимой ООС.

Однако, конструируя схемы на операционных усилителях, следует помнить, что их огромный коэффициент усиления сохраняется только на очень низких частотах, а потом начинает падать со скоростью 20 дБ/декада. У большинства ОУ широкого применения спад АЧХ начинается с частоты порядка 10 Гц. Поэтому на частотах в десятки килогерц Ku может быть довольно мал, и при попытке получить на такой частоте большое усиление, глубина обратной связи (петлевое усиление) может оказаться слишком маленьким. При этом возрастет погрешность выполняемой функции, и повышаются нелинейные искажения. На рис. 12 показаны АЧХ усилителя (см. рис. 10 и рис. 11) без ООС и с ООС. На частотах 20 Гц, 1 кГц и 20 кГц глубина ООС (петлевое усиление) составляет 39 дБ, 24 дБ и 11 дБ соответственно. Вполне можно считать, что на частоте 20 кГц обратная связь имеет очень низкую глубину и практически не улучшает параметров усилителя.

Рис. 12. Зависимость глубины ООС от частоты.

В заключение хотелось бы отметить, что это только элементарная теория обратной связи. Здесь, например, не учтен тот факт, что на переменном токе и коэффициент усиления «реального» усилителя, и коэффициент передачи цепи обратной связи обычно величины комплексные (петлевое усиление также является комплекным). Поэтому формула (4) верна только для модулей, а «на все случаи жизни» ее надо записывать так:

При этом цепь ООС может изменять не только амплитуду сигнала, но и его фазу. Причем, если сдвиг фаз в петле ООС станет равным 180 градусам, то сигнал обратной связи будет не вычитаться из сигнала источника, а прибавляться к нему, и обратная связь из отрицательной превратится в положительную. Но это уже совсем другая история…

Главная цель этого материала – дать понимание основ обратной связи для дальнейшего углубленного ее изучения, тем более что физика и математика процессов показана совершенно правильно.

Готовлю продолжение о секретах применения отрицательной обратной связи.

23.11.2010

Total Page Visits: 662 — Today Page Visits: 4

Обратная связь по току | Техника и Программы

Обсуждение отрицательной обратной связи в данной главе было сосредоточено на обратной связи по напряжению, так как это самый простой случай.

Иногда встречается обратная связь по току, у которой основные характеристики те же, что и у обратной связи по напряжению, в том, что касается стабилизации усиления и уменьшения искажений. В простейшем виде обратная связь по току имеет место в каскаде усилителя, когда в цепь эмиттера или истока включен резистор (см., например, рис. 1.20 и 2.7). Обычно резистор в цепи эмиттера или истока бывает шунтирован конденсатором большой емкости, чтобы на нем не возникало напряжение сигнала. Но если этот блокировочный конденсатор убрать, то на резисторе в цепи эмиттера или истока появится переменное напряжение, которое складывается с входным сигналом. На рис. 4.6 показан каскад усилителя на биполярном транзисторе с не шунтированным резистором в эмиттере; как видно из схемы, входной сигнал К_вх больше не прикладывается непосредственно к переходу база-эмиттер, а «должен пройти через Теперь на резисторе R_E в дополнение к постоянной разности потенциалов, обусловленной эмиттер- ным током покоя, появляется переменное напряжение, пропорциональное переменной составляющей эмиттерного тока. В этом случае во входную цепь вводится напряжение сигнала, пропорциональное выходному люку. Полагая приближенно коллекторный и эмиттерный токи одинаковыми, находим, что доля выходного сигнала, подаваемого на вход, равна /3 = RJR_VСледовательно, для коэффициента усиления с обратной связью справедливо приближенное равенство

Рис. 4.6. Резистор в эмиттере, не шунтированный конденсатором, дает обратную связь по току.

Такой тип обратной связи по току представляет собой простейший способ использовать желательные свойства отрицательной обратной связи в пределах одного каскада усилителя.

Полезно, между прочим, отметить, что сигналы на резисторах R_E и R_Lсдвинуты по фазе на 180°, так что напряжение на R_E — в фазе с входным сигналом. Поэтому с резисторов R_L и R_E можно снять два выходных сигнала в противофазе. Если сопротивления R_L и R_E сделать равными, то оба упомянутых сигнала будут равны по величине; такую схему часто называют схемой расщепления фазы. Иногда полное сопротивление R_E шунтируют частично, применяя два последовательно включенных резистора и подключая блокировочный конденсатор параллельно лишь одному из них. Полное сопротивление в цепи эмиттера определяется режимом усилительного каскада по постоянному току, а доля сопротивления в эмиттере, которая не шунтируется емкостью, выбирается так, чтобы получить подходящее значение, обеспечив требуемое усиление с обратной связью.

Хотя оба вида обратной связи — по напряжению и по току — в равной мере ослабляют искажения и стабилизируют усиление, они различаются по своим свойствам, когда речь идет о выходном сопротивлении усилителя, но обсуждение этого вопроса необходимо отложить до следующей главы.

Литература: М.Х.Джонс, Электроника — практический курс Москва: Техносфера, 2006. – 512с. ISBN 5-94836-086-5

Обратная связь.Часть 2.Влияние на свойства усилителя

Всем доброго времени суток. Продолжаем рассматривать обратную связь. В прошлой статье я раскрыл понятие обратной связи в усилителях, а также привел схемы различных видов ОС. Сегодня я расскажу о влиянии ОС на параметры усилителя.

Коэффициент передачи цепи обратной связи

Как известно цепь ОС влияет на входное напряжение усилительного каскада. Данное влияние происходит следующим образом: напряжение от внешнего источника усиливается усилителем в К раз и снимается с сопротивления нагрузки R_H. Так как напряжение с сопротивления нагрузки поступает на вход цепи ОС, то выходное напряжение усилителя U_BbIX будет равно входному напряжению цепи ОС U_CB

Для сборки радиоэлектронного устройства можно преобрески DIY KIT набор по ссылке.

тогда напряжение на выходе цепи ОС или напряжение ОС будет равно

При прохождении сигнала через цепь ОС может произойти сдвиг фаз между напряжением внешнего источника сигнала и напряжением на выходе цепи ОС, поэтому коэффициент β может принимать различный знак. Если разность фаз между этими сигналами равна 0°, то возникает положительная обратная связь (ПОС) и коэффициент β принимает положительный знак (+) и может принимать значения β = 0…+1, а в случае если разность фаз составит 180°, то возникает отрицательная обратная связь (ООС) и коэффициент β принимает отрицательный знак (–) и может принимать значения β = 0…–1.

Таким образом, напряжение на входе усилительного каскада с цепью ОС составит

так как коэффициент усиления усилителя без ОС является отношением выходного напряжения к входному напряжению

то общий коэффициент усиления с цепью ОС К_ОС составит

тогда объединив данные выражения, получим

разделив выражение на U_BbIX

и в окончательном виде выражение для коэффициента усиления усилителя с цепью ОС будет выглядеть

Данная формула является одной из основных в теории обратной связи.

С введением ООС в усилитель вводится понятие глубины обратной связи, которое определяется следующим выражением

Глубина обратной связи определяет, насколько изменяется коэффициент усиления каскада при введении ОС. От данного параметра зависят все основные параметры усилителя с ООС, изменение которых происходит пропорционально глубине ОС.

Обычно глубина ОС выбирается в промежутке

так как при F_OC ≤ 2 обратная связь незначительно влияет на свойства усилительного каскада, в то время как при F_OC ≥ 4 изначальный коэффициент усиления каскада значительно уменьшается.

Влияние ОС на входное сопротивление усилителя

Входным сопротивлением усилителя называют сопротивление переменному току между зажимами, на которые поступает напряжение внешнего источника сигнала. В многокаскадных усилителях входное сопротивление обычно подключается параллельно сопротивлению нагрузки предыдущего каскада, тем самым уменьшая его, а как следствие, снижая усиление предыдущего каскада.

При отсутствии обратной связи характеристики усилительного каскада зависит только от свойств усилительного элемента. Входное сопротивление, которого можно представить в виде параллельно соединённого резистора и конденсатора. С увеличением частоты входного сигнала реактивное сопротивление конденсатора уменьшается, тем самым шунтируя резистор и уменьшая входное сопротивление усилительного элемента и каскада в целом.

В случае применения обратной связи, входное сопротивление усилителя будет зависеть от типа применённой ОС (последовательная или параллельная). Обозначим входное сопротивление усилителя с ОС R_BX.OC, входное сопротивление усилителя без обратной связи R_BX, сопротивление цепи обратной связи R_OC тогда

Тогда для последовательной обратной связи выведем входное сопротивление. Так как при действии ОС напряжение внешнего сигнала не изменяется

где знак при напряжении U_OC зависит от связи: «+» соответствует ПОС, а «–» соответствует ООС.

Разделив все члены выражения на входной ток I_BX, получим

Таким образом, в случае введения последовательной ПОС в усилитель входное сопротивление будет иметь следующее значение

Данное выражение показывает, что с введением ПОС происходит уменьшение входного сопротивление усилительного каскада и при достаточно сильной ПОС входное сопротивление может становиться равным нулю или даже отрицательным. В последнем случае можно говорить о так называемом «отрицательном» сопротивлении, что соответствует отдаче энергии, а в общем случае генерировании колебаний.

Когда в усилитель вводится последовательная ООС, то входное сопротивление будет иметь следующий вид

Данное выражение говорит о том, что входное сопротивление усилителя увеличивается, что положительно влияет на усилитель в целом.

В случае введения параллельной ОС имеет смысл говорить о входных токах. Так под действием обратной связи ток внешнего источника сигнала не изменяется

В данном случае имеет смысл говорить о проводимостях, тогда проводимость усилительного каскада без ОС Y_BX, проводимость каскада с ОС Y_BX.OC, проводимость цепи ОС Y_OC

Тогда входная проводимость усилительного каскада с учётом цепи ОС составит

Таким образом при введении в усилитель параллельной ПОС выражение принимает вид

из данного выражения видно, что параллельная ПОС уменьшает входную проводимость усилительного каскада, то есть увеличивается входное сопротивление, но при некоторых значениях (Y_BX = Y_OC(K – 1)) Входное сопротивление может принимать нулевые и отрицательные значения.

При введении в усилительный каскад параллельной ООС входное сопротивление будет иметь следующий вид

То есть будет происходить увеличение входной проводимость, а, следовательно, уменьшение входного сопротивления усилительного каскада.

Влияние ОС на выходное сопротивление усилителя

Выходное сопротивление усилительного каскада является сопротивлением переменному току между его выходными зажимами, с которых снимается усиленное напряжение сигнала, поступающего на вход усилительного каскада.

Выходное сопротивление также как и входное сопротивление усилителя с обратной связью определяется лишь типом применённой обратной связи (ОС по току или ОС по напряжению). Оно может быть найдено способом аналогичным нахождению входного сопротивления усилительных каскадов с ОС, поэтому приведу только окончательные формулы для различных видов ОС.

Выходное сопротивление при обратной связи по напряжению:

для ПОС

для ООС

Таким образом, применение ПОС по напряжению приводит к возрастанию выходного сопротивления, а при значении βК ≥ 1 переходит к «отрицательному» сопротивлению и превращению в генератор. В случае применения ООС по напряжению происходит уменьшение выходного сопротивления, что положительно сказывается на свойствах усилительного каскада.

Выходное сопротивление при обратной связи по току:

для ПОС (без учёта R_H (сопротивления нагрузки), которое подключается параллельно R_BbIX.OC)

для ООС (без учёта R_H (сопротивления нагрузки), которое подключается параллельно R_BbIX.OC)

Также как и ОС по напряжению, ОС по току при ПОС вначале увеличивает выходное сопротивление, затем превращается в «отрицательное» сопротивление с генерированием колебаний. А ООС по току уменьшает выходное сопротивление.

Среди всех видов обратной связи лучшее применение находит последовательная обратная связь по напряжению, так как такая связь увеличивает входное сопротивление и приводит к уменьшению выходного сопротивления, что позволяет лучше согласовать параметры усилителя с предыдущими и последующими каскадами и нагрузкой усилителя.

Теория это хорошо, но без практического применения это просто слова.Здесь можно всё сделать своими руками.

Обратная связь по току последовательного типа

На рис. 2.10 приведена
структурная схема усилителя, охваченного
после-довательной обратной связью по
току. Поскольку сопротивление Z_св,
с которо-го снимается напряжение обратной
связи
,
пропорциональное выходному току,
является общим как для выходной, так и
входной цепи, необходимо вы-полнить
условиеZ_св
<< Z₂,
Z_св
<< Z_вхK,
Z_св
<< Z₁
с тем, чтобы Z_св
не оказывало заметного влияния в выходной
и входной цепях.

Используя логику
анализа схемы рис. 2.10, аналогичную той,
что приве-дена в пункте 2.2.1, изобразим
две схемы замещения выходной цепи:

а) по отношению к
напряжению на входе U_вх;

б) по отношению к
напряжению U₁
с учётом обратной связи.

Эти схемы приведены
на рис. 2.11.

Следуя методу,
применявшемуся в пункте 2.2.1, определим
выходной ток как

(2.16)

Как видно из схемы
замещения (рис. 2.11, а),
.
Тогда

.

(2.17)

Решая полученное
уравнение относительно
,
имеем

.
(2.18)

В выражении (2.18)
коэффициент при Z₂
равен единице. Следовательно, остальная
часть знаменателя представляет собой
выходное сопротивление уси-лителя с
обратной связью по току, то есть

. (2.19)

Коэффициент
усиления собственно усилителя не
изменяется при введе-нии связи по току,
то есть
.

Аналогично выражению
(2.8) напишем формулу для коэффициента
уси-ления нагруженного усилителя

(2.20)

Подставляя в (2.20)
выражение для
,
полученное аналогично (2.9), имеем

и
тогда

. (2.21)

Поделив числитель
и знаменатель выражения (2.21) на
,
получим

(2.22)

где
коэффициент обратной связи
.

Таким образом,
коэффициент передачи по напряжению при
наличии об-ратной связи по току
последовательного типа оказывается
таким же, как и при наличии обратной
связи по напряжению последовательного
типа.

Как видно из (2.19)
отрицательная обратная связь по току
(если связь от-рицательная, то перед
будет знак +) в противоположность
отрицательной обратной связи по
напряжению (см. выражение (2.15)) увеличивает
выходное сопротивление усилителя.

Зависимость
глубины обратной связи А от сопротивления
нагрузки Z₂
как и в пункте 2.2.1, проанализируем для
двух режимов: короткого замы-кания и
холостого хода в цепи нагрузки.

если
Z₂
= 0, то
имеет наименьшую величину для ПОС и
наибольшую для ООС.

При Z
= 
А = 1, т.к. I₂
= 0 и
,
то есть ОС отсутствует.

Если при размыкании
выходных зажимов усилителя обратная
связь исчезает
,
значит в усилителе применена ОС по току.
На рис. 2.12 дан пример схемы усилительного
каскада, в котором имеет место
отрицатель-ная обратная связь по
переменному току, которая образуется
за счёт того, что резистор в цепи эмиттера
(R_э)
не шунтируется ёмкостью и на нём создается
па-дение напряжения
,
пропорциональное выходному току, то
есть току кол-лектора.

Обратная связь по напряжению параллельного типа

На рис. 2.13 изображена
структурная схема обратной связи по
напряже-нию параллельного типа.

Как видно из рис.
2.13 цепь обратной связи b
представлена резистором Z_A.
При этом необходимо, чтобы собственное
входное сопротивление усили-теля Z_вх
>> Z_A.
Как видно из рис. 2.13, U₁
= U_вх,
которое получается как падение напряжения,
создаваемое токами I₁
и
на сопротивленииZ_вх.

Результирующий
ток I_вх
и напряжение U_вх
могут быть найдены методом суперпозиции,
который справедлив в том случае, когда
генераторы Е₁
и U₂
вза-имно независимы. В данном случае
эти эквивалентные генераторы можно
считать взаимно независимыми в том
смысле, что U₂
появляется
за счёт мест-ного источника питания.
Таким образом, эквивалентная схема,
позволяющая произвести анализ методом
суперпозиции, будет иметь вид (рис.
2.14).

Определим сначала
ток I₁,
считая U₂
равным 0

. (2.23)

Отношение
токов определим как

. (2.24)

Найдём
теперь ток
,
считаяЕ₁
= 0

. (2.25)

Отношение
токов
иопределим аналогично предыдущему (2.24)
как

.
(2.26)

Входной ток I_вх
(рис.2.14) равен сумме токов
и,
то есть

,

а
входное напряжение

.
(2.27)

Подставив значения
токов I_вх
и I_вх,
найденные из (2.24) и (2.26), в выра-жение
(2.27) и произведя соответствующие
преобразования, получим

(2.28)

В данном случае
U₁
и
– составляющие падения напряжения в
одном и том же сопротивленииZ_вх,
т.к. в этом сопротивлении происходит
сложение то-ков.

Проверим, что
, а

Действительно,
непосредственно из схемы (рис. 2.14) видно,
что

(2.29)

Таким образом,
коэффициент обратной связи
при параллельном введении обратной
связи зависит отZ₁.
Это является существенным недо-статком
параллельной обратной связи, т.к. при
замене транзисторов или ламп в каскаде,
предшествующем петле обратной связи,
а также при возбуждении уси-лителя с ОС
от различных источников, изменяется
глубина параллельной об-ратной связи,
а значит и усиление всей системы.

В связи с тем, что
при параллельном введении обратной
связи при
(2.29), то есть обратная связь отсутствует,
следует определять не коэффи-циент
усиления по отношению к,
а коэффициент усиления по отноше-нию к
ЭДС источника,
приняв за исходную величину сквозной
коэффи-циент передачи усилителя.

Под эквивалентными
параметрами выходной цепи следует
понимать
и,
где– выходное сопротивление, определённое
с учётом.

Используя анализ,
аналогичный тому, который был проделан
в пункте 2.2.1, найдём параметры выходной
цепи

(2.30)

и

. (2.31)

Сквозной коэффициент
передачи нагруженного усилителя при
наличии обратной связи по напряжению
параллельного типа выразится как

. (2.32)

Для
чисто отрицательной обратной связи,
учитывая (2.11) и (2.14),

.(2.33)

Механизм изменения
сквозного коэффициента передачи
за счёт влияния обратной связи состоит
в том, что при неизменномЕ₁
происходит из-менение напряжения
,
которое при отрицательной обратной
связи уменьшается, а при положительной
обратной связи увеличивается.

Зависимость глубины
обратной связи А
от сопротивления нагрузки Z₂
получается такой же, как и в случае
обратной связи по напряжению
последо-вательного типа. На рис. 2.15
приведён конкретный пример схемы, в
которой имеет место ООС по напряжению
параллельного типа за счёт того, что с
выхо-да (резистор R_K)
через R_A
часть напряжения подаётся на вход в
противофазе с входным сигналом.

6.4 Обратная связь по току

Обратная связь по
току бывает:

1) с помощью
шунта ;

2) с помощью
трансформатора тока.

Трансформатор
тока бывает:

1. низкочастотным;

2. высокочастотный
   ;

Рисунок 56—
Схема включения трансформатора тока

(6.4.1)

(6.4.2)

6.5 Проектирование схемы запуска и смещения

Схема
запуска и смещения обеспечивает рабочее
напряжение для секций схемы управления
и драйвера ключа. Поскольку вся извлеченная
и выданная этой схемой мощность
рассматривается как потеря, важно
обеспечить как можно более высокий
общий КПД ее функционирования.

Схема
запуска приобретает особую важность с
повышением уровней входных напряжений.
Для входных напряжений, превышающих 20
В DC, когда схема управления и ключ не
могут для своего питания напрямую
использовать входное напряжение, следует
использовать схему запуска/смещения.
Ее функция, в основном, сводится к функции
параллельного или последовательного
линейного стабилизатора в порядке
обеспечения относительно стабильного
напряжения для цепей контроллера и
драйвера ключа.

Для
запуска источника питания из полностью
обесточенного состояния (например,
когда входное питание подается на
источник впервые) ток должен извлекаться
от входной линии электроснабжения.
Номинальное значение напряжения схемы
запуска должно быть больше, чем наибольшее
предполагаемое входное напряжение,
включая любые всплески, которые могут
быть пропущены секцией входного фильтра
электромагнитных помех источника
питания. Чтобы добиться требуемой
функциональности этой схемы, следует
немного поразмыслить. Существует
несколько общих функций, которые может
выполнять схема запуска, и эти функции
должны удовлетворять рабочим требованиям
всей системы:

1. Полная
   функциональность схемы управления-ключа
   в моменты короткого замыкания на выходе
   источника питания с немедленным
   возвратом к работе после устранения
   короткого замыкания.

2. Источник
   питания входит в «икающий» режим
   перезапуска в моменты коротких замыканий
   и перезапускается после их устранения.

3. Вход
   в полностью отключенное состояние и,
   как следствие, отключение системы на
   время короткого замыкания. Входное
   питание должно быть отключено, а затем
   опять подано в порядке перезапуска
   источника питания.

Два
первых режима работы – наиболее
распространенные подходы к функциональности
схемы запуска и рекомендуются в тех
случаях, когда в системе есть съемные
секции (например, телефонные системы
или каркасные системы для съемных плат),
или же когда ожидается регулярное
обслуживание, и технический персонал
может случайно создать короткое замыкание
в нагрузке. Метод отключения подходит
для важных измерительных приборов, где
неправильная работа может причинить
вред этому прибору или его оператору.

В
изделиях, где небольшие добавочные
потери не важны, типичным подходом
является использование простого
параллельного стабилизатора на
стабилитроне (рисунок 57). Здесь ток
запуска постоянно извлекается из входной
линии электроснабжения даже во время
установившегося режима работы. Если
ток запуска ниже, чем ток, требуемый для
работы схемы управления и драйвера
(примерно 0,5 мА), то источник питания
входит в «икотный» режим восстановления.
Если сила тока запуска достаточна для
питания схемы (от ~10 до 15 мА), то на
протяжении периодов короткого замыкания
источник питания остается в состоянии
ограничения перегрузки по току, а после
их устранения сразу же восстанавливается.
Различие заключается в количестве
потерянной мощности внутри схемы запуска
в процессе работы. Значение гистерезисного
напряжения в любой цепи подавления
низкого напряжения (low voltage inhibit, LVI) внутри
схемы управления влияет на «икотный»
перезапуск источника. Блокировочный
конденсатор емкостью 10 мкФ или более в
схеме питания микросхемы необходим для
хранения энергии, достаточной для
запуска источника до падения напряжения
и переустановки схемы LVI. В общем случае,
чем выше гистерезисное напряжение, тем
вероятнее запуск источника с первой
попытки.

Рисунок 57
– Стабилизатор питания схемы управления
настабилитроне

Для
автономных импульсных источников
питания, в которых непрерывный ток,
извлекаемый из входной линии, представляет
существенные потери, ток запуска на
время установившегося режима работы
рекомендуется отключать. После полной
стабилизации источника питания в
установившемся режиме схемы управления
и драйвера могут получать питание
полностью от вспомогательной обмотки
трансформатора. Здесь коэффициент
преобразования составляет около 75% в
сравнении с 5..10%. Схема для реализации
описанного метода представлена на
рисунке 58.

Рисунок 58
– Схема запуска линейного стабилизатора
высокого напря­жения (используется
только во время запуска и ограничения
по току)

Показанная
схема является высоковольтным линейным
стабилизатором с ограничением по току,
и отключение его тока запуска в продолжение
установившегося режима работы
осуществляется обратным смещением
диода на эмиттере и перехода база-эмиттер.
Небольшой сигнальный транзистор должен
иметь напряжение V_ceo(sus)
больше,
чем максимальное входное напряжение.
Почти все потери обеспечивает резистор
коллектора. Лишь небольшой ток смещения
продолжает протекать на базу транзистора
и стабилитрон.

И снова
разработчику следует решить, должен ли
источник работать в «икотном» режиме
перезапуска или же иметь секцию управления
и драйвера, продолжающую работать в
период состояния короткого замыкания.
Соответствующая функциональность
обеспечивается выбором сопротивления
коллекторного резистора для тока 0,5 или
15 мА.

Один
из вариантов рассмотренного метода
называется схемой
выключения при перегрузке по току
(рисунок
59).

Рисунок 59
– Схема отключения при перегрузке по
току

Здесь
схема запуска является дискретной
высоковольтной одноходовой цепью,
которая активна только на протяжении
запуска, но затем полностью отключается.
Если возникает состояние ограничения
перегрузки по току, то схема управления
и драйвер больше не имеют источника
напряжения, от которого они получали
бы ток. Этим отключается весь источник
питания до тех пор, пока входное напряжение
опять не будет подано.

Во
многих случаях описанные выше проекты
функционируют нормально, однако
существует множество других вариантов
реализации с использованием тех же
принципов работы. Если вы задумали
другой подход к проектированию, то
имейте в виду следующее: период запуска
импульсного источника питания – наиболее
травматичный период в его жизни, поскольку
на протяжении этого периода случается
больше сбоев, чем в другие периоды работы
источника. Последовательность различных
источников смещения для источника
питания крайне важна. Драйверы ключа
всегда должны быть полностью запитаны,
прежде чем схема управления начнет
процесс переключения – в противном
случае ключи не будут работать в режиме
насыщения и, следовательно, выйдут из
строя из-за чрезмерного рассеяния
мощности.

Еще
один важный фактор – номинальное
напряжение пробоя резисторов. Для
резисторов на 0,25 Вт номинальное напряжение
пробоя составляет 250 В DC, а для резисторов
на 0,5 Вт – 350 В DC. Для того чтобы обезопасить
проект, на всех ветвях, соединенных в
автономных преобразователях с входной
линией, следует использовать два
последовательно включенных резистора.

Усилители с обратной связью по току, Часть 1

Практически каждый инженер, имеющий дело с реальными сигналами, аналоговыми датчиками, входными схемами, фильтрацией, линейными драйверами / приемниками или общим усилителем, знаком с основным операционным усилителем (операционным усилителем). ), который является строительным блоком большинства аналоговых схем. В этих операционных усилителях обычно используется обратная связь по напряжению (VFB), они были изучены и широко используются.

Однако существует аналогичный класс операционных усилителей, называемых усилителями с обратной связью по току (CFB), которые обладают некоторыми характеристиками VFB, но также отличаются другими ключевыми характеристиками.В этом FAQ будут рассмотрены принцип работы усилителей CFB и основные атрибуты, а также сходства и различия по сравнению с устройствами VFB. Также будет рассмотрено, как приложения используют характеристики топологии CFB.

В: Что такое усилитель с обратной связью по току и каково его соотношение ввода / вывода «черный ящик»?

A: Прежде чем ответить на этот вопрос, давайте рассмотрим наиболее известный усилитель VFB. Упрощенная модель широко используемого операционного усилителя с VFB, Рисунок 1 , приводит к стандартным уравнениям усиления.В результате наложенной отрицательной обратной связи «действие» операционного усилителя состоит в том, чтобы довести напряжение ошибки до нуля, отсюда и обозначение «обратная связь по напряжению».

Рис. 1. Упрощенная модель операционного усилителя с обратной связью по напряжению (с подключенной сетью обратной связи) используется для базового анализа. (Источник: Analog Devices, Inc.)

Q: Так что же происходит в конструкции CFB?

A: В операционном усилителе CFB, смоделированном в рис. 2 , отрицательная обратная связь заставляет операционный усилитель сбрасывать ток ошибки до нуля; поэтому это называется «обратная связь по току».Хорошо известные соотношения коэффициентов усиления остаются неизменными: коэффициент усиления инвертирующего сигнала по-прежнему составляет –R _f / R _в , а коэффициент усиления неинвертирующего сигнала по-прежнему равен 1 + R _f / R _в .

Рис. 2. Модель ОУ с обратной связью по току на первый взгляд похожа на устройство VFB, но с важными отличиями. (Источник: Analog Devices, Inc.)

Q: Какова внутренняя работа конструкции CFB?

Хотя обычно вам не нужно иметь дело с внутренними деталями, может быть полезно лучше понять их, если возникнут проблемы с дизайном.В базовой топологии рисунка буфер с единичным усилением соединяет неинвертирующий вход с инвертирующим входом. Выходной импеданс этого буфера (в идеале) равен нулю (R _O = 0), а сигнал ошибки представляет собой небольшой ток i, который течет на инвертирующий вход.

Ток ошибки отражается в высоком импедансе T (s) (обычно называемом усилением трансимпеданса разомкнутого контура), а напряжение, развиваемое на T (s), равно T (s) × i. Если предполагается, что R _O равно нулю, уравнение усиления замкнутого контура V _OUT / V _IN выражается через цепь обратной связи R ₁ -R ₂ и коэффициент трансимпедансного усиления разомкнутого контура. , Т (с).

В: Есть ли проблемы с терминологией, о которых следует знать?

A: Операционные усилители с обратной связью по току часто называют «трансимпедансными» операционными усилителями, потому что передаточная функция разомкнутого контура — это импеданс. Однако обозначение трансимпедансного усилителя лучше применять к более общим схемам, таким как преобразователи тока в напряжение (I / V), где можно использовать операционные усилители CFB или VFB. Таким образом, рекомендуется соблюдать осторожность, когда в приложении используется термин трансимпеданс.Напротив, термин «операционный усилитель с обратной связью по току» редко путают, и он является предпочтительной терминологией при упоминании топологии операционного усилителя.

В: Зачем вообще рассматривать усилитель CFB?

A: Топология CFB в основном используется там, где требуется максимальная скорость и низкие искажения. Причина в том, что токи в схемах биполярных транзисторов можно переключать быстрее, чем напряжения, при прочих равных условиях. Архитектура с обратной связью по току имеет очень высокую скорость нарастания, а полоса пропускания слабого сигнала довольно постоянна для всех коэффициентов усиления.Усилители с обратной связью по току используются в видеосистемах вещания, радиолокационных системах, каскадах ПЧ и ВЧ, системах распределения RGB и многих других высокоскоростных схемах.

Q: Какие другие важные атрибуты CFB?

A: В схемах операционных усилителей VFB произведение коэффициента усиления на полосу пропускания является постоянным в указанном диапазоне рабочих частот. Напротив, в схемах операционных усилителей CFB коэффициент усиления и полоса пропускания могут быть установлены независимо.

Модель CFB также указывает на некоторые другие характеристики:

• В отличие от операционных усилителей VFB, операционные усилители CFB не имеют симметричных входов.Вместо этого неинвертирующий вход имеет высокий импеданс, а инвертирующий вход — низкий импеданс.
• Коэффициент усиления без обратной связи операционных усилителей CFB измеряется в омах (трансимпедансное усиление), а не вольт / вольт, как в операционных усилителях с VFB.
• С резистором обратной связи R2 на фиксированном значении коэффициент усиления замкнутого контура CFB можно регулировать, изменяя R1, без значительного влияния на полосу пропускания замкнутого контура (демонстрируется уравнением на рисунке 3). Знаменатель определяет общую частотную характеристику; если R2 является постоянным, то R1 в числителе можно изменить (тем самым изменяя коэффициент усиления), не влияя на знаменатель.В результате полоса пропускания остается относительно постоянной.

В: Стоит ли «бояться» операционного усилителя CFB?

A: Нет! Термин «обратная связь по току» относится к внутренней работе операционного усилителя, а не к какому-то новому или экзотическому способу подключения выхода обратно ко входу. Стандартные схемы усиления не изменились. Опять же, инвертирующее усиление остается -R _f / R _в , а неинвертирующее усиление остается 1 + R _f / R _в .

Во второй части этого FAQ более подробно рассматривается использование операционных усилителей VFB и CFB и некоторые компромиссы между ними.Справочные материалы исследуют вопросы использования и разработки операционных усилителей CFB, а также предоставляют более подробную информацию об их передаточной функции, моделях и принципах.

Ссылки

1. Analog Devices, MT-034 Учебное пособие, «Операционные усилители с токовой обратной связью (CFB)»
2. Texas Instruments, Отчет по применению SLOA066, «Сборник схем операционных усилителей с обратной связью по току»
3. Texas Instruments, Отчет о применении SLVA051, «Отчет о применении операционных усилителей с обратной связью по напряжению и обратной связью по току»
4. Linear Technology Corp., Примечание разработчика 46, «Что можно и нельзя делать с усилителем обратной связи по току»

.

Текущий отзыв | Статья о текущих отзывах The Free Dictionary

— Текущая обратная связь от начальных отраслевых конкурсов на выполнение SDW и сроки объявления участников торгов в 2020 г. Этот способ предпочтителен при проектировании множества фильтров дробного порядка виртуальных машин, в которых используются активные строительные блоки операционных усилителей (OPAMP), CC, операционных усилителей с обратной связью по току (CFOA) и т. Д. На вопрос о том, как люди принимают Шриканди, Рина сказала, что полученные в настоящее время отзывы были лучше по сравнению с тем временем, когда Пакатан Харапан (PH) выиграл 14-е всеобщие выборы (GE14).Обсуждаются классификация, характеристики, принцип работы и проблемы управления топливным элементом PEM; аппаратная конфигурация водородно-воздушного топливного элемента с ПЭМ мощностью 1 кВт; моделирование водородно-воздушного топливного элемента PEM, в основном построенного с помощью методов анализа механизмов, реализующих электрохимические, массовые и другие химические или физические принципы; и методология управления топливным элементом PEM с обратной связью по току нагрузки и без нее. Он включает в себя программы MATLAB / Simulink. Далее он сказал, что текущая обратная связь со всеми провинциями о нашем проекте по выращиванию плантаций свидетельствует о нашей приверженности тому, что это проект для конкретной страны.Он также сказал, что текущая обратная связь от всех провинций о плантационном движении свидетельствует о нашей приверженности тому, что это проект для конкретной страны. В анкету были включены два открытых вопроса, чтобы узнать мнение студентов о текущем процессе обратной связи и их рекомендации (ы) ) для улучшения процесса обратной связи. В результате большое количество активных элементов режима тока, таких как операционный усилитель крутизны (OTA), конвейер тока (CC), конвейер с управляемым током (CCC), усилитель обратной связи по току (CFOA), операционное сопротивление усилитель (OTRA), конвейер дифференциального напряжения по току (DVCC), усилитель с дифференциальной буферизацией по току (CDBA), усилитель с дифференциальной проводимостью по току (CDTA) и усилитель с дифференциальной проводимостью по напряжению (VDTA).Также было замечено, что контроллер MRAC и схема DHB (контроллеры с обратной связью по току якоря) работали намного лучше, чем алгоритм APD, давая улучшение на 80% и 75% соответственно, хотя у нас не было официальной даты запуска и все еще на этапах плавного открытия больницы текущая обратная связь с аптекой была положительной, особенно от детей, которым нравилось смотреть, как робот проносится мимо их глаз! »Проанализировать надежность схемы управления мостами с различными модальными частот, в этой статье предлагается обратная связь по магнитному потоку вместо традиционной обратной связи по току для упрощения блок-схемы системы взаимодействия транспортного средства с мостом, а также исследуется улучшенная методика корневого локуса, соответствующая модальным частотам..

Компенсирующие усилители обратной связи по току в приложениях фототока

Введение

Исторически сложилось так, что усилители с обратной связью по току (CFA) не были первым выбором для использования в качестве трансимпедансных усилителей (TIA) из-за их относительно высоких инвертирующих входных токов и шума инвертирующего входного тока, который может быть по крайней мере на порядок больше, чем у сопоставимый усилитель с обратной связью по напряжению (VFA). Кроме того, многие разработчики систем не знакомы с CFA, поэтому им неудобно их использовать.Однако факт остается фактом: CFA довольно просты в использовании и могут превосходить свои аналоги с VFA в приложениях, требующих высокого усиления, низкой мощности, низкого уровня шума, широкой полосы пропускания и высокой скорости нарастания напряжения. Одним из их основных преимуществ является то, что усиление контура ideal CFA не зависит от его усиления с обратной связью, что позволяет CFA обеспечивать превосходные характеристики гармонических искажений и ширины полосы независимо от его усиления с обратной связью.

Из-за очень низкого входного тока смещения и шума входного тока операционным усилителям с полевым транзистором часто уделяется самое пристальное внимание в приложениях TIA, особенно в тех, где в качестве источника входного тока используются устройства с низким выходным током, такие как фотоэлектрические элементы.Хотя усилители с полевым входом действительно превосходны во многих из этих приложений, их скорость может быть недостаточной в системах, требующих более высокой производительности. Таким образом, CFA все чаще используются в качестве TIA в более быстрых системах, которые могут выдерживать больше шума.

В этой статье рассматривается, как паразитная емкость фотодиода или другого преобразователя света в ток влияет на CFA, работающий как TIA, и как правильно компенсировать эту емкость усилителем. Предоставляется вводный материал, касающийся работы CFA, а также случайные параллели между анализами CFA и VFA.Анализ «усиления шума» цепей VFA или «импеданса обратной связи» цепей CFA не используется. Вместо этого используется классическая теория обратной связи, использующая усиление контура, чтобы избежать трудностей, возникающих при перемещении между областями тока и напряжения (усиление контура всегда является безразмерной величиной), а также потому, что сама теория представляет графики Боде, которые просты и удобны.

Основные сведения об усилителе с обратной связью по току

Идеальный CFA имеет нулевой входной импеданс — полное короткое замыкание на его входах — потому что отрицательный сигнал обратной связи представляет собой ток.Напротив, идеальный VFA имеет бесконечный входной импеданс, потому что его сигнал обратной связи представляет собой напряжение. CFA определяет ток ошибки, протекающий на его входе, и вырабатывает выходное напряжение, равное Z, умноженному на входной ток, где Z представляет коэффициент трансимпедансного усиления. Направление тока ошибки определяется для получения отрицательной обратной связи. Подобно A в VFA, Z стремится к бесконечности в идеальном CFA. На рисунке 1 показаны основы того, как идеальный CFA может быть сконфигурирован как TIA для передачи тока от идеального источника тока к его выходному напряжению.

Рисунок 1. Идеальный CFA, используемый в качестве TIA.

Коэффициент усиления замкнутого контура этого TIA можно выразить как

Уравнение 1 показывает, что по мере приближения Z к бесконечности коэффициент усиления TIA приближается к своему идеальному значению RF. Когда Z приближается к бесконечности, ток ошибки i _e приближается к нулю, и весь входной ток проходит через RF. Коэффициент усиления контура отображается как

.

в уравнении 1.

К сожалению, идеальных CFA не существует, поэтому практические устройства используют следующее лучшее: буфер единичного усиления на своих входах. Токовое зеркало отражает ток ошибки в узле с высоким импедансом, где он преобразуется в напряжение, буферизуется и подается на выход, как показано на рисунке 2.

Рисунок 2. Практический CFA с буфером единичного усиления, используемый в качестве TIA.

Пока R _o = 0, усиление замкнутого контура такое же, как указано в уравнении 1. Когда R _o > 0, усиление замкнутого контура становится

.

и усиление контура

Дизайн TIA с использованием практических компонентов

Фотодиоды и другие фотоэлектрические устройства обладают паразитной шунтирующей емкостью, пропорциональной площади устройства.Когда R _или = 0, эта емкость полностью загружается, поэтому она не влияет на реакцию замкнутого контура. В реальном CFA R _o > 0, и паразитная емкость влияет на отклик, потенциально вызывая нестабильность схемы. Вдобавок, как и коэффициент усиления A без обратной связи в VFA, величина Z в реальном CFA велика на низкой частоте и спадает с увеличением частоты, а фазовый сдвиг больше запаздывает с увеличением частоты. Для первого порядка Z (s) можно охарактеризовать одним доминирующим полюсом при с = p и трансимпедансом постоянного тока Z _o , как показано в уравнении 3.Полюса высокой частоты в Z (s) будут рассмотрены позже.

Схема на рисунке 3 включает паразитную емкость C и трансимпеданс Z (s). Обратите внимание, что инвертирующая входная емкость CFA может быть поглощена в C.

Рис. 3. Практическая TIA на основе CFA, включая паразитную емкость.

Уравнение 4 получается путем выполнения KCL на инвертирующем входе.

Ток ошибки, i _e , равен

Комбинирование уравнения 4 и уравнения 5 дает следующий результат для коэффициента усиления TIA с обратной связью схемы на Рисунке 3:

Коэффициент усиления контура очевиден в уравнении 6 и определяется как

Контурное усиление содержит два полюса, низкочастотный полюс на с = p и высокочастотный полюс на

Когда R _o << R _F , параллельная комбинация R _F и R _o может быть аппроксимирована R _o .Два полюса представляют проблему стабильности, когда высокочастотный полюс возникает на частоте, где величина усиления контура больше 0 дБ. Когда R _o и C малы, паразитный полюс возникает на частоте выше, чем частота кроссовера, и усилитель работает стабильно. Однако в большинстве схем TIA это не так, поэтому мы должны найти способ компенсации паразитной емкости инвертирующего входа.

Добавление конденсатора обратной связи (краткое отступление)

CFA с однополюсной передаточной функцией, как указано в уравнении 3, стабилен при любом значении резистора обратной связи, поскольку запаздывающий фазовый сдвиг вокруг его контура обратной связи ограничен до –90 °.Вторичные полюса реальных CFA будут вносить значительную фазовую задержку на высоких частотах, однако, что накладывает практический предел на минимальное значение R _F для обеспечения стабильности (45 ° часто является минимально допустимым запасом по фазе). С этого момента Z (s) будет включать в себя высокочастотный полюс на с = p _H вместе с доминирующим полюсом s = p .

Чтобы гарантировать, что импеданс обратной связи не упадет до нуля, общепринятый совет гласит, что мы не должны использовать конденсатор обратной связи ни в какой схеме CFA.Однако это не так просто, поскольку конденсатор обратной связи вносит фазовый сдвиг в дополнение к изменениям величины. В этом разделе рассматривается, что происходит, когда конденсатор обратной связи добавляется к TIA на основе CFA, на данный момент опуская паразитную входную емкость. Добавление конденсатора обратной связи C _F к резистору обратной связи R _F в схеме, показанной на рисунке 2, дает полюс и ноль в усилении контура. ZF определяется как параллельная комбинация R _F и C _F :

Если R _F в уравнении 2 заменить на Z _F , то коэффициент усиления замкнутого контура будет выражен в уравнении 9.

Тогда усиление контура равно

Коэффициент усиления контура имеет доминирующий полюс на с = p и высокочастотный полюс на с = p _H от Z (s). Кроме того, у него есть полюс на

и ноль на

за счет добавленного конденсатора обратной связи.

На графике Боде ноль из-за C _F встречается на более низкой частоте, чем полюс из-за C _F , потому что выражение нулевой частоты содержит R _F в знаменателе, а выражение полюсной частоты содержит (R _o || R _F ) в знаменателе. График Боде для одного возможного TIA на основе CFA с C _F (уравнение 10) показан на рисунке 4.

Рис. 4. График Боде TIA на основе CFA с обратной связью

Нуль приводит к увеличению амплитуды и опережающему фазовому сдвигу с увеличением частоты, что в некоторых ситуациях может быть хорошо с точки зрения стабильности.Однако в системе, смоделированной на рисунке 4, ноль выталкивает точку, в которой усиление контура пересекает 0 дБ, а полюс в точке p _H приводит к падению асимптоты величины на –40 дБ / декаду после кроссовера. Пунктирная синяя линия показывает усиление контура без C _F с использованием уравнения 2 и двухполюсной версии Z (s), как выражено в уравнении 11.

На рис. 4 показано, что усилитель работает стабильно без C _F , но при добавлении C _F возникают проблемы со стабильностью.График на Рисунке 4 не полностью исключает использование конденсатора обратной связи, так как этот конкретный Z (s) не является репрезентативным для всех CFA, и фактические значения резистора и конденсатора не используются, но он показывает, что пределы полюса высокой частоты какую емкость обратной связи можно безопасно применить. На рисунке 4 также показано, что любая емкость обратной связи может быть безопасно добавлена ​​к гипотетическому CFA с однополюсной передаточной функцией, и что добавление емкости обратной связи расширит ее полосу пропускания с обратной связью.

Использование нуля из-за CF для компенсации полюса из-за паразитной емкости

Теперь, когда эффект добавления C _F к CFA понят в общем смысле, можно показать, что C _F можно безопасно использовать для компенсации паразитной шунтирующей емкости источника входного тока.

Коэффициент усиления замкнутого контура схемы на рисунке 3 указан в уравнении 6. Чтобы увидеть, что происходит с этой схемой при добавлении конденсатора обратной связи, R _F можно заменить на Z _F в уравнении 6, аналогично тому, что было сделано для разработки уравнения 9, где Z _F определено в уравнении 8.Схема показана на рисунке 5.

Рис. 5. Практический TIA на основе CFA с C _F , используемый для компенсации паразитной емкости.

Коэффициент усиления замкнутой цепи схемы на Рисунке 5 дается в уравнении 12

, из которого можно определить коэффициент усиления контура, равный

Нуль из-за CF в уравнении 13 такой же, как ноль в уравнении 10, но полюс из-за C _F сместился с

С

по

Добавление C к C _F позволяет перемещать полюсное положение для согласования с нулевым положением, тем самым нейтрализуя полюс из-за паразитной емкости C источника входного тока.Установка полюсной частоты из-за CF и C равной нулевой частоте из-за C _F в уравнении 13 дает уравнение 14:

Уравнение 14 показывает простую формулу для расчета значения C _F , которое компенсирует полюс в усилении контура из-за паразитной емкости C в TIA, показанном на рисунке 5. С этим идеальным полюсом-нулем отмены, усиление контура возвращается к своей исходной форме с доминирующими полюсами и полюсами высоких частот, как в уравнении 11.Теперь коэффициент усиления с обратной связью можно выразить, как показано в уравнении 15.

Основная трудность, возникающая при использовании уравнения 14, заключается в определении R _или , которое может быть переменным и не всегда указывается в таблицах данных CFA. Однако подавление «полюс-нуль» не обязательно должно быть точным, пока наклон графика коэффициента усиления контура достаточно близок к –20 дБ / декаду, когда он проходит через 0 дБ.Уравнение 14 показывает, что C _F линейно уменьшается с увеличением R _o из-за увеличения бутстрепинга, который происходит, когда R _o приближается к 0, где C становится полностью самонастраиваемым и требуемое C _F равно 0. Уравнение 14 также может выражается в согласованной форме постоянной времени как R _o C = R _F C _F . Согласованная форма постоянной времени в уравнении 14 сильно похожа на результат, полученный при компенсации VFA паразитной емкости суммирующего узла: R _G C _G = R _F C _F , где R _G — Резистор усиления VFA, а C _G — это емкость R _G , которая обычно является емкостью паразитного суммирующего узла.Однако за это преимущество приходится платить. Хотя добавление C _F стабилизирует TIA, оно также вводит полюс в усиление с обратной связью на уровне

.

, как можно увидеть в уравнении 12 и 15. Коэффициент усиления замкнутого контура, описываемый уравнением 15, можно рассматривать как две каскадные системы с их передаточными функциями, умноженными вместе. Первая система имеет крайний левый коэффициент в уравнении 15 в качестве передаточной функции и имеет размеры в омах. Второй имеет крайний правый множитель в уравнении 15 в качестве передаточной функции и является безразмерным.

Отклик второй системы определяется коэффициентом усиления контура и может быть смоделирован передаточной функцией первого порядка до тех пор, пока величина усиления контура пересекает 0 дБ при –20 дБ / декаду. Базовая теория обратной связи показывает, что если это условие спада выполняется, величина усиления замкнутого контура второй системы приблизительно равна единице, когда величина усиления контура >> 1, и следует за величиной усиления контура, когда величина усиления контура < <1. Точка 3 дБ в усилении замкнутого контура возникает на частоте, на которой амплитуда усиления контура пересекает 0 дБ (если наклон немного выше, чем –20 дБ / декаду, в ответе замкнутого контура появится некоторый пик около Точка кроссовера 0 дБ).Таким образом, в стабильном усилителе вторая система может быть аппроксимирована как фильтр нижних частот первого порядка с единичным усилением в полосе пропускания и частотой среза, равной частоте, на которой величина усиления контура пересекает 0 дБ. Передаточная функция первой системы является обратной величиной коэффициента обратной связи и имеет простой низкочастотный отклик первого порядка со значением постоянного тока RF и угловой частотой

Интуитивно понятно, что дополнительный полюс из-за C _F имеет смысл, потому что выходное напряжение создается током, протекающим через импеданс обратной связи, который уменьшается с увеличением частоты.Полюс формируется, где реактивное сопротивление C _F равно значению R _F . Такая же ситуация возникает в TIA на основе VFA, в которых используется компенсация конденсатора обратной связи. Однако полосу пропускания замкнутого контура можно несколько расширить, осторожно уменьшив C _F от значения, вычисленного в уравнении 14, убрав полюсную частоту и уменьшив запас по фазе, но это должно быть сделано экспериментально.

Данные моделирования

Чтобы проверить этот результат, была разработана простая имитационная модель для CFA с Z _o = 1 МОм, p = –2π (100 кГц), p _H = –2π (200 МГц), R _o = 50 Ом и R _F = 500 Ом.Величина петлевого усиления находится путем взятия величины уравнения 11 с этими значениями.

, что равно 1 приблизительно при f = 145 МГц.

Фазовый сдвиг усиления контура на 145 МГц равен

, что дает запас по фазе примерно 54 °, что является разумным местом для начала для базового CFA без паразитных емкостей.

На рис. 6 показано моделирование отклика этой модели на входной скачок тока с временем нарастания 1 нс.

Рис. 6. Базовая ступенчатая характеристика TIA без паразитной емкости (20 нс / дел).

Отклик чистый, с минимальным звоном — именно то, что можно было бы ожидать с запасом по фазе 54 °. Переходная характеристика того же усилителя с добавлением паразитной емкости 50 пФ между инвертирующим входом и землей показана на рисунке 7.

Рисунок 7. Переходная характеристика при емкости 50 пФ между инвертирующим входом и землей (20 нс / дел).

Вертикальный масштаб на Рисунке 7 такой же, как и на Рисунке 6, но кривая была перемещена на одно деление вниз, чтобы учесть звон. Чрезмерный звон очевиден, и у этого усилителя явно есть проблема с запасом по фазе.

Усилитель можно стабилизировать, добавив конденсатор обратной связи, определяемый уравнением 14, рассчитанный на 5 пФ. На рисунке 8 показаны результаты при добавлении конденсатора обратной связи емкостью 5 пФ.

Рисунок 8. Переходная характеристика с подавлением полюса / нуля с использованием емкости обратной связи 5 пФ (20 нс / дел).

Ограничение полосы из-за полюса в усилении с обратной связью очевидно. Кроссовер с коэффициентом усиления 0 дБ для исходного усилителя был определен равным 145 МГц, что соответствует постоянной времени примерно 1,1 нс в системе первого порядка, а постоянная времени R _F C _F составляет 2,5 нс. (обратите внимание, что скорость спада амплитуды усиления контура немного выше, чем –20 дБ / декаду при кроссовере 0 дБ, так как запас по фазе меньше 90 °, но модель с замкнутым контуром первого порядка является разумным точное приближение).Используя модель двух каскадных систем, как описано выше, совокупная постоянная времени каскадных систем может быть оценена как корень из суммы квадратов из двух постоянных времени (входной ток источника от 10% до 90%, время нарастания 1 нс соответствует эффективной постоянной времени субнс, которая достаточно мала, чтобы ее можно было игнорировать), или приблизительно 2,7 нс, что выглядит примерно правильным для отклика, показанного на рисунке 7.

Уменьшение C _F до 3 пФ несколько снижает запас по фазе и увеличивает полюсную частоту замкнутого контура, ускоряя процесс, как показано на рисунке 9.

Рис. 9. Переходная характеристика с емкостью обратной связи 3 пФ (20 нс / дел).

Понятно, что могут потребоваться некоторые эксперименты, чтобы получить наилучшее значение для C _F . Другие факторы, такие как емкость нагрузки, компоновка платы и вариации R _или , также влияют на выбор C _F .

Заключение

С возрастающим интересом к использованию CFA в качестве TIA, важно понимать, как компенсировать емкость преобразователя на инвертирующем входе CFA и почему компенсация работает.В этой статье используются классические методы обратной связи для разработки простой схемы, в которой один конденсатор обратной связи добавляется параллельно резистору обратной связи для компенсации инвертирующей входной емкости. Конденсатор обратной связи вносит нежелательный полюс в ответ замкнутого контура, но значение конденсатора может быть эмпирически отрегулировано на основе вычисленного значения, чтобы уменьшить эффект ограничения полосы полюса.

Я приглашаю вас прокомментировать усилители обратной связи по току в сообществе Analog Dialogue на EngineerZone.

Ссылки

Грей, Пол Р. и Роберт Г. Мейер. Анализ и проектирование аналоговых интегральных схем . John Wiley & Sons, Inc., 1977 г.

Лундберг, Кент. «Системы управления с обратной связью». M.I.T. Примечания к курсу.

Роберж, Джеймс К. Операционный усилитель: теория и практика . Джон Уайли и сыновья, 1975.

.

ОУ с обратной связью по току | Analog Devices

Некоторые файлы cookie необходимы для безопасного входа в систему, но другие необязательны для функциональной деятельности. Сбор наших данных используется для улучшения наших продуктов и услуг. Мы рекомендуем вам принять наши файлы cookie, чтобы обеспечить максимальную производительность и функциональность нашего сайта. Для получения дополнительной информации вы можете просмотреть сведения о файлах cookie. Узнайте больше о нашей политике конфиденциальности.

Принять и продолжить Принять и продолжить

Файлы cookie, которые мы используем, можно разделить на следующие категории:

Строго необходимые файлы cookie:

Это файлы cookie, которые необходимы для работы аналога.com или предлагаемые конкретные функции. Они либо служат единственной цели выполнения сетевых передач, либо строго необходимы для предоставления онлайн-услуг, явно запрошенных вами.

Аналитические / рабочие файлы cookie:

Эти файлы cookie позволяют нам проводить веб-аналитику или другие формы измерения аудитории, такие как распознавание и подсчет количества посетителей и наблюдение за тем, как посетители перемещаются по нашему веб-сайту. Это помогает нам улучшить работу веб-сайта, например, за счет того, что пользователи легко находят то, что ищут.

Функциональные файлы cookie:

Эти файлы cookie используются для распознавания вас, когда вы возвращаетесь на наш веб-сайт. Это позволяет нам персонализировать наш контент для вас, приветствовать вас по имени и запоминать ваши предпочтения (например, ваш выбор языка или региона). Потеря информации в этих файлах cookie может сделать наши службы менее функциональными, но не помешает работе веб-сайта.

Целевые / профилирующие файлы cookie:

Эти файлы cookie записывают ваше посещение нашего веб-сайта и / или использование вами услуг, страницы, которые вы посетили, и ссылки, по которым вы переходили.Мы будем использовать эту информацию, чтобы сделать веб-сайт и отображаемую на нем рекламу более соответствующими вашим интересам. Мы также можем передавать эту информацию третьим лицам с этой целью.

Отклонить файлы cookie.