Эмиттерный повторитель на полевом транзисторе: 3.08. Истоковые повторители

Эмиттерный и истоковый повторители | Основы электроакустики

Эмиттерный и истоковый повторители представляют собой усилители тока и мощности, выполненные на транзисторах по схеме с ОК (ОС), охваченные 100%-ной последовательной ООС.

Основные свойства этих каскадов близки, а существующие отличия обусловлены несовпадением характеристик используемых транзисторов.         Ниже рассмотрим схему эмиттерного повторителя (ЭП), отмечая для истокового повторителя только его характерные особенности.         Сопротивление нагрузки включается в эмиттерную цепь транзистора. ЭП обладает повышенным входными и пониженным выходным сопротивлениями. Его входное и выходные напряжения совпадают по фазе и незначительно отличаются по величине. Отмеченные свойства ЭП позволяют использовать его для согласования (разделения) высокоомного источника сигнала и низкоомной нагрузки. 

Рис.11.14. Схемы эмиттерного (а) и стокового (б) повторителейЭП  можно рассматривать как усилительный каскад с ОЭ, у которого RК = 0, а резистор в цепи эмиттера не зашунтирован конденсатором. В этом случае все выходное напряжение, выделяемое на сопротивлении в цепи эмиттера, последовательно вводится во входную цепь усилителя, где вычитается из напряжения входного сигнала UВХ, снижая его. В схеме действует 100%-ая последовательная ООС по напряжению, увеличивающая входное и уменьшающая выходное сопротивление ЭП.  В отличие от усилителя с общим эмиттером, ЭП не инвертирует входной сигнал. Действительно, если к входу эмиттерного повторителя приложить увеличивающееся по уровню напряжение, то это приведет к увеличению эмиттерного тока транзистора и соответствующему увеличению его выходного напряжения. Поэтому входной и выходной сигналы в схеме будут изменяться в одинаковой фазе.

Рассмотрим основные характеристики каскада. Для определения коэффициента усиления по напряжению воспользуемся основным выражением для коэффициента передачи усилителя с цепью ООС. Тогда, имея коэффициент обратной связи βU = 1, получим   КUЭП = КU / (1 + КU βU) = КU / (1 + KU) < 1.             Для реальных схем входное сопротивление каскада  RВХ = β RЭ,   где β – коэффициент усиления транзистора по току.          Не обладая усилением по напряжению, ЭП обладает значительным усилением по току:  КIЭП = β + 1.               Следствием этого является значительное усиление по мощности (КР ≈ КI).          Частотные свойства ЭП (как и каскада с общим эмиттером) полностью определяются частотными свойствами применяемого транзистора. Однако на практике данный каскад является более высокочастотным, что является следствием 100%-ой ООС.         Основные свойства истокового повторителя аналогичны свойствам ЭП: КUИП < 1; RВХ≈ RЗ – велико;    RВЫХ ≈1 / S – мало.          Частотные свойства истокового повторителя сущетвенно лучше частотных свойств каскада с общим истоком. Причина этого та же, что и в схеме ЭП – 100%-ная ООС.         Следует отметить, что цепь затвора в схеме на рис. 11.14, б шунтирована резистором, поэтому не удается реализовать свойственное полевому транзистору большое входное сопротивление. Для реализации этой возможности необходимо применять МОП транзисторы со встроенным каналом, имеющие возможность работать без смещения.

2.1.7. Истоковый повторитель

Усилительный
каскад, аналогичный эмиттерному
повторителю может быть построен на
полевом транзисторе, называется каскад
истоковым повторителем. Схема его
приведена на рис.2.11.

В
этом каскаде сток по переменной
составляющей соединен с общей точкой
усилителя, нагрузочный резистор Ru
включен в цепь истока.

Свойства
этого каскада аналогичны свойствам
эмиттерного повторителя: он имеет
высокое входное сопротивление до 10 МОм
и выше, низкое выходное сопротивление
менее 1 кОм, коэффициент передачи
напряжения Кu

1, фаза выходного напряжения практически
равна фазе входного напряжения.
Коэффициент усиления по току Кi
истокового повторителя значительно
больше, чем у эмиттерного повторителя,
Кi
доходит до величины от нескольких
десятков тысяч до миллиона.

Истоковые
повторители, так же как и эмиттерные
повторители, чаще всего применяют в
качестве вспомогательных усилительных
каскадов для согласования высокоомных
источников усиливаемого напряжения с
низкоомными нагрузочными устройствами.

2.1.8. Усилители мощности

Рассмотренные
ранее усилительные каскады обеспечивают
получение на выходе сигналов, мощность
которых значительно выше мощности
входных сигналов, однако, основным
показателем работы этих каскадов
являются коэффициент усиления по
напряжению, а в эмиттерном и истоковом
повторителе коэффициент усиления по
току.

В
том случае, когда в нагрузочном устройстве
необходимо выделить максимальную
мощность, используются усилители
мощности. Они, как правило, являются
выходными каскадами многокаскадных
усилителей. Основным параметром усилителя
мощности является коэффициент усиления
по мощности, равный произведению
коэффициентов усиления по напряжению
и току:

Кр
= Кu

Кi

Нагрузочными
устройствами усилителя мощности являются
обмотки электродвигателей, реле,
громкоговорителей и других элементов
электрических цепей, имеющие сравнительно
небольшие сопротивления (единицы и
десятки Ом). При выбранном усилительном
элементе усилителя и заданном источнике
усиливаемого сигнала получение
максимальной мощности в нагрузочном
устройстве возможно лишь при условии,
что сопротивление нагрузки равно
выходному сопротивлению усилительного
каскада, т.е. в согласованном
режиме.

Для
согласования сопротивлений нагрузочного
устройства с выходным сопротивлением
усилителя мощности используются
понижающие трансформаторы. Схема
усилительного каскада с трансформатором,
нагруженным на резистор R_Н,
показана на рис. 2.12.

Первичная
обмотка трансформатора включена в цепь
коллектора; сопротивление нагрузки,
приведенное к первичной обмотке
трансформатора равно:

R^/_Н
= (W₁/W₂)²
R_Н,

где
W₁
и W₂
– число витков первичной и вторичной
обмоток трансформатора. Следовательно
при определенном коэффициенте
трансформации трансформатора =
W₁/W₂
можно
добиться равенства R_вых=R^/_Н.

Назначение
остальных элементов схемы аналогично
усилителю напряжения.

Для
усилителей мощности важное значение
имеет коэффициент полезного действия
(к.п.д.), который зависит от режима работы
усилительного элемента. В приведенной
схеме, называемой однотактным усилителем
мощности, используется режим усиления
класса А. При этом нелинейные искажения
минимальны, однако к.п.д. низок (не более
50%).

С
целью повышения к.п.д. усилительного
каскада используется двухтактные
усилители мощности, состоящие из двух
симметричных плеч (рис. 2.13). Эти усилители
работают чаще всего в режиме класса В,
что значительно повышает к.п.д. ( до 80
%).

Транзисторы
Т₁ и
Т₁
, которые
подбирают с максимально близкими
характеристиками, работают в одинаковом
режиме. Единственным отличием в работе
плеч усилителя является противофазность
токов и напряжений в цепях баз транзисторов
и обусловленная этим противофазность
переменных токов и напряжений в
коллекторных цепях.

Назначение
элементов двухтактного усилителя
аналогично назначению соответствующих
элементов однотактного усилителя с
учетом того, что они обслуживают два
транзистора. Входной трансформатор
Тр_ВХ
обеспечивает получение двух одинаковых
по модулю но противофазных напряжений
U_BX1иU_ВЫХ2.
Выходной трансформатор Тр_ВЫХс первичной обмоткой
с числом витков W
суммирует
переменные выходные токи и напряжения
транзисторов. Ко вторичной обмотке
трансформатора Тр_ВЫХ подключен
нагрузочный резистор R_Н.
При этом ток нагрузки состоит из двух
полуволн, каждая из которых формируется
поочередно одним из плеч двухтактного
усилителя, в то время как вторая полуволна
отсекается в режиме класса В.

Для
простоты предложим, что на вход подано
гармоническое напряжение. Тогда на
базы транзисторов будут воздействовать
напряжения (рис.2.13).

u_бэ1=
U+ U_ВХ1msin
ωt,

u_бэ2=
U– U_ВХ2msin
ωt,

причем
U_ВХ1m=
U_ВХ2m.

В
результате воздействия входных напряжений
изменяются базовые и соответственно
коллекторные токи транзисторов (рис.2.13)

i_к1=
I+
I_к1m
sin ωt,

i_к2=
I–
I_к2m
sin ωt,

причем
I_к1m=
I_к2m.

Коллекторные
токи будут создавать суммарный магнитный
поток Тр_ВЫХ,

Определяемый
магнитодвижущей силой

F=0,5wi_к1
– 0,5wi_к2.

Подставив
значения токов и учитывая, что их
постоянные и переменные составляющие
одинаковы, окончательно получим

F=
wI_к1m
sin
ωt.

Таким
образом, как следует из последнего
выражения, постоянное подмагничивание
трансформатора отсутствует, а транзисторы
работают как бы поочередно, образуя
гармоническое выходное напряжение из
двух полусинусоид.

Напряжение
на нагрузочном резисторе R_Н
пропорционально магнитному потоку,
определяемому магнитодвижущей силой
F,
поэтому напряжение на выходе усилителя
также будет гармоническим.

Преимущества
двухтактных усилителей мощности: меньшие
нелинейные искажения, поскольку высшие
гармонические составляющие компенсируются;
возможность получения высокого к.п.д.
при использовании режима В; меньшая
чувствительность к пульсация напряжения
питания.

ⓘ Эмиттерный повторитель — частный случай повторителей напряже

Пользователи также искали:

эмиттерный повторитель на оу,

эмиттерный повторитель на полевом транзисторе,

эмиттерный повторитель назначение элементов,

эмиттерный повторитель расчет онлайн,

эмиттерный повторитель реферат,

эмиттерный повторитель,

как крафтится повторитель,

коллекторный повторитель,

комплементарный эмиттерный повторитель,

купить повторитель поворота спринтер,

купить повторитель поворота в зеркало шевроле каптива,

купить повторитель поворотов ланос,

не работает повторитель поворота ваз 2109,

повторитель поворота ауди а6 с4,

повторитель поворота ford transit,

повторитель поворота форд транзит 2016,

повторитель поворота форд транзит,

повторитель поворота гранта,

повторитель поворота камаз,

повторитель поворота киа рио,

повторитель,

Эмиттерный,

эмиттерный,

эмиттерный повторитель,

Эмиттерный повторитель,

повторитель эмиттерный,

повторителя,

эмиттерного,

эмиттерного повторителя,

повторители,

повторителей,

эмиттерные,

эмиттерные повторители,

повторителе,

эмиттерном повторителе,

эмиттерном,

расчет онлайн,

реферат,

на полевом транзисторе,

коллекторный,

повторителем,

на оу,

транзисторе,

эмиттерным повторителем,

полевом,

онлайн,

расчет,

эмиттерным,

элементов,

назначение,

Эмиттерный повторитель Электроника Киберфорум. на биполярном транзисторе эмиттерный повторитель схема с общим коллектором. Повторители напряжения это. .. Биполярный транзистор принцип работы для чайников!. 26 янв 2019 Что такое эмиттерный повторитель, принцип его работы, особенности расчета, схема, рекомендации по. .. Транзистор в ключевом режиме. Схема с общим коллектором. 20 май 2015 Такой каскад так же известен под названием эмиттерный повторитель и обычно используется как буфер между высокоомным. .. Эмиттерный повторитель ЭП. . На рис. 2.6 показан эмиттерный повторитель. Он назван так потому, что выходной сигнал снимается с эмиттера,. .. Что такое эмиттерный повторитель YouTube. Эмиттерный повторитель это схема с общим коллектором, которая обладает своими плюсами и минусами. В этой статье будет показан расчет. .. 4. Повторитель напряжения. 9 сен 2015 Эмиттерный повторитель обладает еще одним очень ценным качеством высоким входным сопротивлением. Это означает, что эта. .. 15.2. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ. p.s. Эмиттерный повторитель, включенный для обеспечения светодиода током это не совсем удачное решение. Тем более, что в. .. Эмиттерный повторитель. Существуют три способа включения биполярного транзистора: коллектором ОК эмиттерный повторитель ЭП с общим эмиттером ОЭ. .. 03.04.1 Усилитель и эмиттерный повторитель на биполярном. КОМПЛЕМЕНТАРНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ. эмиттерном повторителе, схема которого приведена на рис. 15.1, мощность в нагрузке. .. Эмиттерный и истоковый повторитель. 2 фев 2016 ЭП обладает высоким входным RВХ малым выходным сопротивлением RВЫХ и поэтому используется для.

повторитель это Что такое Эмиттерный. 13 янв 2014 Она представляет собой эмиттерный повторитель на транзисторе VT1, принцип работы и параметры которого будут рассмотрены. .. О линейности и повторителях а в конце сюрприз РадиоКот. 14 янв 2010 Эмиттерный повторитель является частным случаем повторителей напряжения на основе биполярного транзистора. Он назван так. .. Повторитель напряжения на биполярном транзисторе. Работа. Исследование эмиттерного повторителя. 2.1 Эмиттерный повторитель. Эмиттерным повторителем называют усилитель, в котором. .. 53. Эмиттерный повторитель Начинающим радиолюбителям. 25 ноя 2010 Вы здесь: Главная Уроки Видеоуроки Начинающим радиолюбителям 53. Эмиттерный повторитель. .. Эмиттерный повторитель схема, расчёт, принцип работы. Эмиттерный повторитель частный случай повторителей напряжения на основе биполярного транзистора. Характеризуется высоким усилением по. .. 2.03. Эмиттерный повторитель. Сменная панель НТЦ 03.04 01 Усилитель и эмиттерный повторитель на биполярном транзисторе. Рисунок 1 – внешний вид сменной панели. .. Эмиттерный повторитель Реферат. 14 дек 2018 Транзистор в ключевом режиме. Схема с общим коллектором Эмиттерный повторитель. Desoldering Wick. Loading Unsubscribe from. .. Эмиттерный повторитель. Новосибирский Государственный Технический университет. Кафедра общей электроники. Реферат. на тему эмиттерный повторитель. Факультет: МТ.. .. Эмиттерный повторитель. Решено: Эмиттерный повторитель Электроника Ответ.. .. Эмиттерный повторитель Практическая электроника. 1 сен 2014 С помощью подручных средств попытался показать что из себя представляет эмиттерный повторитель..

Истоковый повторитель — Большая Энциклопедия Нефти и Газа, статья, страница 2

Истоковый повторитель

Cтраница 2

Выбор режима истокового повторителя ( рис. 3.35) при большом сигнале на входе аналогичен выбору режима выходного каскада с общим истоком. При этом, однако, необходимо учитывать следующее.
 [16]

Выходное утройство содержит двухкаскадный истоковый повторитель, транзистор сброса и нагрузочный транзистор, затвор которого ( вывод 7) позволяет регулировать на нем напряжения и менять усиление. Входное устройство имеет 2 затвора, позволяющие использовать ИС в режиме линии задержки с линейной характеристикой, и входной диод.
 [17]

Расчет катодного или истокового повторителя отличается некоторыми особенностями от расчета каскада с нагрузкой в анодной или стоковой цепи.
 [19]

Такой каскад называют истоковым повторителем.
 [20]

Выходные устройства регистров ( двухкаскадные истоковые повторители) дополнены встроенным между каскадами транзистором выборки — хранения, который осуществляет стробирова-ние выходного сигнала, в частности подавление помехи от транзистора сброса. Полярность питания относительно подложки — положительная.
 [21]

Применение на входе усилителя истокового повторителя практически устраняет влияние его входного сопротивления на постоянную, времени интегрирования интегратора. Формирователь, рассчитанный для низкочастотного осциллографа с полосой пропускания до 1 МГц ( рис. 6.12) содержит входной истоковый повторитель на транзисторе Т1, каскад ОЭ на транзисторе Т2 и выходной эмиттерный повторитель на транзисторе ТЗ. Интегрирующие элементы — конденсатор С и резистор Я, подключенный к источнику постоянного напряжения — 20 В.
 [23]

Аналогично можно построить схему истокового повторителя.
 [25]

Усилитель с общим стоком ( истоковый повторитель) ( рис. 6.31, а) на полевых транзисторах применяется очень широко, так как позволяет наиболее полно использовать основное преимущество полевого транзистора перед биполярным — высокое входное сопротивление.
 [26]

Из примера следует, что истоковый повторитель не позволяет достичь таких низких величин выходных сопротивлений, как эмиттерный повторитель. Причина этого состоит в том, что полевые транзисторы имеют меньшую крутизну, чем биполярные.
 [28]

Наиболее высокое входное сопротивление имеют катодные и истоковые повторители, наименьшее выходное — эмиттерные. Цепи подачи смещения на управляющий электрод ( резисторы Ri, Rz на рис. 1 — 41 и 1 — 42) шунтируют входную цепь усилительного прибора и снижают входное сопротивление каскада.
 [30]

Страницы:  

   1

   2

   3

   4

   5

Список вопросов — Гуськов

Список вопросов — Гуськов
Список вопросов по электронике. Доц. Гуськов Антон Борисович. Гр. 3037/1. 2008

1. 
   Классификация
   электронных устройств. Аналоговые, дискретные, релейные и цифровые
   устройства.
   
2. 
   Примесные
   полупроводники. Проводимость n- и p- типа. P-n-переход. ВАХ и
   основные параметры полупроводниковых диодов. Кусочно-линейная
   аппроксимация ВАХ и соответствующие схемы замещения.
   
3. 
   Стабилитроны,
   варикапы, туннельные диоды.
4. 
   Физическая
   схема (конструкция) и принцип работы биполярного транзистора. ВАХ
   биполярного транзистора.
5. 
   Биполярный
   транзистор. Схемы включения с общей базой, общим эмиттером, общим
   коллектором.
   
6. 
   Усиление
   сигнала транзисторным каскадом. Роль источника питания. Рабочая
   точка. Схема с ОЭ. Основные характеристики усилителя.
7. 
   ВАХ
   биполярного транзистора. Область насыщения, область отсечки,
   активная область. Режимы работы биполярного транзистора.
8. 
   Эмиттерный
   повторитель. Дифференциальный каскад.
9. 
   Нелинейный
   активный 4-полюсник в режиме малых колебаний. Малосигнальные
   Y-параметры биполярного транзистора. Низкочастотная малосигнальная
   схема замещения усилительного каскада с ОЭ.
10. 
    Основные параметры каскада с ОЭ. Частотные характеристики каскада с ОЭ.
    
11. 
    Зависимость
    свойств транзистора от температуры и стабилизация положения рабочей
    точки транзистора.
12. 
    Полевые
    транзисторы – разновидности приборов, статические
    характеристики, основные параметры.
    
13. 
    Усилительный
    каскад на полевом транзисторе с общим истоком. Истоковый
    повторитель.
    
14. 
    Общие
    свойства цепей с ООС. Способы введения обратной связи в усилителях
    (типы ОС – по току и напряжению, последовательная и
    параллельная). Влияние ООС на входное и выходное сопротивление
    усилителя.
15. 
    Способы
    введения обратной связи в усилителях (типы ОС – по току и
    напряжению, последовательная и параллельная). Влияние ООС на
    частотные характеристики усилителя.
16. 
    Обратная
    связь и устойчивость. Критерий Найквиста.
    
17. 
    Генераторы
    колебаний. Условия генерации. Генератор синусоидальных колебаний
    типа трехточка.
    
18. 
    Вторичные
    источники питания. Структурная схема Однополупериодный и
    двухполупериодный выпрямители: схема, постоянная составляющая,
    коэффициент пульсации.
19. 
    Вторичные
    источники питания. Структурная схема. Методы стабилизации
    напряжения.
    
20. 
    Тиристор
    и его применение в схемах управления напряжением.
21. 
    Операционный
    усилитель. Идеализированная модель. Основы схемотехники ОУ:
    дифференциальный каскад, схема Дарлингтона, токовое зеркало.
    
22. 
    Операционный
    усилитель. Идеализированная модель. Основные свойства и параметры,
    частотные и временные характеристики ОУ. Нелинейные и динамические
    искажения.
    
23. 
    Операционный
    усилитель. Идеализированная модель. Применение операционного
    усилителя: инвертирующий и неинвертирующий усилитель.
24. 
    Операционный
    усилитель. Идеализированная модель. Применение ОУ для аналоговой
    обработки сигналов: дифференцирование и интегрирование,
    суммирование, логарифмирование, потенцирование.
25. 
    Операционный
    усилитель. Идеализированная модель. Мультивибратор на ОУ.
    
26. 
    Аналоговые
    и цифровые сигналы. Основные понятия булевой алгебры, основные
    логические операции и базовые элементы цифровой техники.
    
27. 
    Ключевой
    режим работы активных приборов, основные типы логических микросхем:
    ТТЛ, КМОП, ЭСЛ.
28. 
    Аналоговые
    и цифровые сигналы. Схемы комбинационной логики: кодопреобразователи
    и дешифраторы.
29. 
    Схемы
    последовательного типа. Триггеры и их разновидности.
30. 
    Схемы
    последовательного типа. Регистры. Счётчики.
31. 
    Назначение
    ЦАП и АЦП, их основные параметры и характеристики. Пример реализации ЦАП.
32. 
    Основные
    методы аналого-цифрового преобразования. Последовательная и
    параллельная схема.
33. 
    Датчики
    физических величин: перемещения, температуры, освещённости.

Усилительные каскады переменного тока на биполярных транзисторах

Название: Усилительные каскады переменного тока на биполярных транзисторах

Вид работы: учебное пособие

Рубрика: Коммуникации и связь

Размер файла: 179,95 Kb

Скачать файл: referat.me-170373.docx

Краткое описание работы: Биполярные и полевые транзисторы в дискретном или интегральном исполнении как основа современных усилителей. Классы усиления усилительных каскадов. Метод расчета схем с нелинейным элементом. Схема с фиксированным напряжением базы. Методы стабилизации.

Содержание

Содержание. 1

Усилительные каскады переменного тока на биполярных транзисторах 2

Общие положения. 2

Понятие о классах усиления усилительных каскадов. 3

Метод расчета схем с нелинейным элементом.. 6

Усилитель ОЭ с фиксированным током базы.. 8

Стабилизация режима работы усилительных каскадов. 14

Схема с фиксированным напряжением базы.. 17

Схемные методы стабилизации. 19

Расчет параметров усилителя ОЭ по переменному току. 22

Усилитель ОК (эмиттерный повторитель) 27

Усилитель ОБ. 30

Усилительные каскады переменного тока на полевых транзисторах. 32

Общие положения. 32

Усилительный каскад по схеме с общим истоком.. 33

Истоковый повторитель. 37

Усилительные каскады переменного тока на биполярных транзисторах

Общие положения

Характерной особенностью современных электронных усилителей является многообразие схем, по которым они могут быть спроектированы. Однако среди этого многообразия можно выделить наиболее типичные схемы, содержащие элементы и цепи, которые чаще всего встречаются в усилительных устройствах независимо от их функционального назначения.

Современные усилители выполняются преимущественно на биполярных и полевых транзисторах в дискретном или интегральном исполнении, причем усилители в микроисполнении отличаются от своих дискретных аналогов, главным образом, конструктивно-технологическими особенностями. Схемные же построения принципиальных отличий не имеют. Наибольшее распространение получили каскады на биполярных и полевых транзисторах, использующие соответственно схемы включения транзистора с общим эмиттером и общим истоком. Реже используются схемы включения с общим коллектором и общим стоком. Схемы включения с общей базой или общим затвором находят применение только в узком классе устройств, например во входных цепях радиоприемных устройств, работающих в диапазоне УКВ. Рассмотрение таких каскадов, в силу специфики построения, связанной с сильным влиянием на их свойства паразитных параметров реальной конструкции каскада, выходит за рамки настоящего курса.

В технической литературе наименование (обозначение) каскада усилителя производится в соответствии со схемой включения транзистора: усилитель ОЭ, ОК, ОБ, ОИ, ОС или ОЗ. В дальнейшем будут рассмотрены только принципы построения и основные параметры каскадов, использующих все схемы включения биполярных транзисторов и с ОИ, ОС – для полевых транзисторов.

Понятие о классах усиления усилительных каскадов

Режим работы усилителя определяется начальным положением рабочей точки (точки покоя) на сквозной динамической характеристике усилительного элемента, т.е. на зависимости выходного тока усилительного элемента от ЭДС (напряжения) входного сигнала. Вид типичной сквозной динамической характеристики показан на рисунке 4.1.

Рисунок 4.1. Сквозная характеристика усилительного каскада

В усилителях используется несколько принципиально различных режимов его работы, называемых классами усиления. Для обозначения различных классов усиления употребляют прописные латинские буквы. Различают пять основных режимов работы усилительного элемента – А, В, АВ, С и D. Рассмотрим их подробнее.

В режиме А рабочая точка (обозначена точкой РА на сквозной характеристике рисунка 4.1) выбирается на середине прямолинейного участка сквозной динамической характеристики. Возможно и иное расположение рабочей точки. Необходимо, чтобы амплитудные значения сигнала не выходили за пределы линейного участка сквозной характеристики. Выходной сигнал, в этом случае, практически повторяет форму входного сигнала при относительно небольшой величине последнего. Нелинейные искажения при этом минимальны. Ток в выходной цепи существует в течение всего периода входного сигнала. Среднее значение выходного тока велико по сравнению с амплитудой (или действующим значением) его переменной составляющей. Поэтому КПД усилительного каскада невысок – 20…30%[1]
. В связи с этим режим усиления А используют лишь в маломощных каскадах (предварительных усилителях), для которых, как правило, важен малый коэффициент нелинейных искажений усиливаемого сигнала, а значение КПД не играет существенной роли.

В режиме В рабочая точка выбирается так, чтобы ток через усилительный элемент протекал только в течение половины периода входного сигнала. Усилительный элемент работает с так называемой отсечкой. Углом отсечки принято называть половину той части периода, в течение которого проходит ток. При работе в режиме В угол отсечки q@ 90° (π/2). Ток покоя оказывается равным нулю, но форма выходного тока из-за нижнего изгиба сквозной характеристики искажается относительно входного даже в пределах проводящего полупериода. В кривой тока появляются высшие гармоники, что приводит к увеличению нелинейных искажений по сравнению с режимом А. Среднее значение выходного тока уменьшается, в результате чего КПД усилителя достигает 60…70%.

В режиме С рабочая точка выбирается таким образом, чтобы угол отсечки оказался q < 90°. В этом режиме обеспечивается КПД до 80…85%. Однако высокий уровень линейных искажений существенно ограничивает применение его для усиления колебаний.

Существует промежуточный режим АВ, когда рабочая точка выбирается на сквозной характеристике ниже, чем в режиме А, и выше, чем в режиме В (но все же ближе к режиму В, в начале линейного участка). Поэтому и показатели этого режима имеют промежуточное значение между режимами А и В – КПД 40…50% при невысоком уровне нелинейных искажений.

В режимах АВ, В и С выходной ток имеет прерывистый характер. Поэтому для сохранения формы выходного сигнала обычно применяют двухтактные усилители, которые обеспечивают усиление как положительной, так и отрицательной полуволны входного сигнала. Особенности схемотехнического построения подобных каскадов будут рассмотрены дальше в разделе усилителей мощности. При резонансной нагрузке (например, высокодобротный резонансный контур радиопередатчиков) могут быть использованы и однотактные схемы. Наиболее часто в этом случае применяется режим класса С.

Во всех рассмотренных ранее режимах работы максимальный входной ток, а, следовательно, и входное напряжение ограничиваются величинами, соответствующими границе между активным режимом работы и режимом насыщения. Общим для всех рассмотренных режимов работы является также тот факт, что усиление входного сигнала сопровождается потерями мощности в транзисторе усилительного каскада. Абсолютная величина этих потерь для различных классов усиления различна, но они не могут быть сведены к нулю.

Существует только две области, для которых можно считать, что мощность, выделяющаяся в транзисторе, теоретически равна нулю. Это режимы отсечки и насыщения биполярного транзистора. В этих областях потери, существующие в транзисторе, определяются исключительно его собственными параметрами и не связаны с процессом усиления входного сигнала.

Класс усиления D, соответствует режиму работы транзисторного каскада, при котором в установившемся режиме усилительный элемент (биполярный транзистор) может находиться или в состоянии включено (режим насыщения биполярного транзистора) или выключено (режим отсечки биполярного транзистора). КПД такого усилительного каскада близок к единице.

Для реализации данного режима работы входное напряжение должно принимать значение либо меньшее порогового напряжения Uбэ пор, либо большее Uвх мах, соответствующего границе активного режима работы и режима насыщения. Более подробно особенности построения усилительных каскадов, использующих режим класса D, будут рассмотрены в разделах, посвященных импульсной технике.

Следует отметить, что, строго говоря, КПД каскада, работающего в режиме класса D, только теоретически может быть равен единице. На практике в таких каскадах всегда присутствуют три составляющие потерь, природа которых кроется в неидеальности используемой элементной базы. Это потери в насыщенном состоянии, потери в режиме отсечки и потери на переключение, обусловленные движением рабочей точки на выходных характеристиках транзистора из отсечки в насыщение и обратно. Однако при правильном проектировании эти потери всегда меньше потерь в других классах усиления.

Рассмотрим построение основных схем каскадов, работающих в режиме класса А. Схемотехника усилителей других классов будет рассмотрена в разделах, посвященным усилителям мощности и импульсной техники. Начнем с анализа метода расчета схем, содержащих нелинейный элемент.

Метод расчета схем с нелинейным элементом

Известно, что путем эквивалентных преобразований любые схемы могут быть сведены к последовательному включению двух элементов. При этом характеристики элементов в общем случае могут иметь произвольный характер. Это могут быть либо два линейных элемента, либо линейный и нелинейный элементы, либо два нелинейных элемента. При этом один или оба из них могут быть управляемыми. Большая часть усилителей содержит один управляемый нелинейный элемент (транзистор) и пассивные линейные элементы – резисторы. Наличие емкостей и индуктивностей на данном этапе не учитывается. Поэтому путем преобразований схема усилителя может быть сведена к схеме, изображенной на рисунке 4.2, а.

На схеме изображен нелинейный элемент НЭ, который через резистор R подсоединен к источнику напряжения Еп. Нелинейный элемент управляется входным сигналом Uвх. Через него протекает ток Iнэ и возникает парение напряжения Uнэ. На основании закона Кирхгофа имеем:

Еп = UR + Uнэ

Расшифровывая величину UR на основе закона Ома, получаем:

Еп = Iнэ R + Uнэ. (4.1)

Рисунок 4.2. Эквивалентная схема цепи с нелинейным элементом

В системе координат Uнэ и Iнэ [2]
выражение (4.1) представляет собой линию (рисунок 4.2, б):

Iнэ = –Uнэ / R + Еп / R. (4.2)

Она проходит через точки на осях координат Еп и Еп / R. Из этого следует, что при определенном токе нелинейного элемента падение напряжения на нем всегда будет соотвествокать значению, определяемому по нагрузочной прямой вне зависимости от параметров и характеристик нелинейного элемента (см. связь между IнэР и UнэР на рисунке 4.2, б). Эта линия носит наименования линии назрузки или нагрузочной прямой. Связь с характеристиками нелинейного элемента определяется зависимостью тока НЭ от входного управляющего сигнала Uвх.

При анализе режимов работы аналоговых и импульсных электронных устройств, когда на входе цепи действуют одновременно постоянная и переменная составляющие тока, пользуются методом наложения для нелинейных цепей. В этом случае сначала ведут расчет цепи с учетом только источников постоянного тока, определяя режим работы устройства на постоянном токе. Затем уже для этих характеристик (без учета постоянных составляющих тока) рассчитывают режим работы устройства на переменном токе. На практике постоянные составляющие электрического сигнала усилителя, как правило, называют напряжением и током покоя.

Усилитель ОЭ с фиксированным током базы

Напомним, что наименование «усилитель ОЭ» означает, что это усилитель, в котором используется биполярный транзистор (Э – означает эмиттер). Причем последний включен так, что эмиттер является общим (буква О в наименовании) для входной цепи и цепи нагрузки. Простейшая схема такого усилителя (усилительного каскада в многокаскадном усилителе) приведена на рисунке 4.3, а. Соединение эмиттера к входной цепи и цепи нагрузки в схеме видно явно (через общую точку, «землю»).

Рисунок 4.3. Усилитель с фиксированным током базы

Для обеспечения режима работы класса А, необходимо установить соответствующие этому режиму токи электродов. Наиболее просто это получается, если задаться расположением рабочей точки, точки покоя, примерно на середине линии нагрузки (рисунок 4. 3, б). Линия нагрузки данной схемы проводится в системе координат выходной характеристики пранзистора Uкэ и Iк через точки на осях координат Еп и Еп / Rк. Рабочая точка Р характеризуется коллекторным током IкР и напряжением на коллекторе UкэР.

На основании выражения (4.1), с учетом используемых обозначений рисунка 4.3, имеем:

Еп = URк + UкэР.

Откуда, для получения выбранного распределения падений напряжений величина сопротивления

. (4.3)

На рисунке 4.3, б нанесены выходные характеристики используемого транзистора VT. Из них следует, что для того, чтобы в цепи коллектора протекал ток IкР в цепи базы должен протекать ток IбР. Для получения этого тока в цепи базы должен стоять резистор сопротивлением

, (4.4)

где UбэР – напряжение на базе, при котором через базу идет ток IбР. Это напряжение определяется по входной характеристике используемого транзистора. Однако, в связи с тем, что обычно

UбэР << Еп, (4.5)

то при определении сопротивления резистора в цепи базы пользуются более простой формулой:

.

При невыполнении неравенства (4.5) и отсутствии входных характеристик исползуемого транзистора можно ориентировочно принять следующие значения UбэР для маломощных транзисторов:

0,2 – 0,3 В – для германиевого транзистора;

0,3 – 0,5 В – для кремниевого транзистора.

Можно также ориентировочно определить рабочий ток базы не прибегая к использованию выходной характеристики транзистора:

,(4.6)

где h31Э – статический коэффициент передачи тока[3]
, который приводится в справочных данных на транзистор. Обычно необходимо использовать среднее значение величин, приводимых в справочнике.

Номиналы используемых резисторов уточняют в соответствии с выбранным рядом по точности.

Практически расчет цепей постоянного тока закончен: если поставить в цепи базы и коллектора резисторы с найденным сопротивлением, то можно ожидать, что цепях от источнка питания потекут токи и установятся выбранное распределение напряжения. Некоторые комментарии к сказанному будут приведены в следующем параграфе.

Схема рисунка 4.3, а очень удобна для объяснения принципа работы усилителя и процесса усиления сигнала.

Представим, что в схеме использованы резисторы в соответствии с приведенным выше расчетом, что обеспечит выбранный режим работы усилителя. На рисунке 4.4. он повторен, и дополненн графиком для входной цепи базы (рисунке 4.4, а): в базу тра6нзистора поступает ток IбР при падении напряжения на ней UбэР.

Рисунок 4.4. Прохождение сигнала во входной и выходной цепях

Разделительные емкости Ср1 и Ср2 препятствуют проникновению постоянного напряжения источника питания в цепи источника сигнала Uвх и нагрузки Rн. Вместе с тем, они пропускают переменные составляющие сигнала.

Пусть реактивное сопротивление ХС1 емкости Ср1 при самой низкой частоте входного сигнала значительно меньше входного сопротивления усилителя. В этом случае практически весь входной сигнал пройдет через емкость, что приведет к изменению напряжения базы транзистора. Начнет изменяться и ток базы. Чтобы отобразить этот процесс на рисунке 4.4, а проведены две оси времени О1 и О2. До момента t1 напряжение и ток базы определяются постоянным напряжением источника питания. Поступающий переменный сигнал амплитудой Uвх приводит к изменению тока базы в пределе от iб мин до iб мак. На рисунке показан один период изменения сигнала за время от t1 до t2.

Согласно с изменением тока базы будет изменяться ток и напряжение коллектора. При этом точка, соответствующая изменяемому значению тока базы, будет перемещаться по линии нагрузки (рисунок 4.4, б) в пределах, определяемых токами базы iб мин и iб мак. Изменения тока и напряжения коллектора во времени отображены на осях О3 и О4. При отсутствии выходной характеристики используемого транзистора, измененные значения тока коллектора можно определить из выражений

iк мак = h31Э iб мак; iк мин = h31Э iб мин,(4.7)

а значения напряжения на коллекторе транзистора:

Uкэ мин = Еп – Rн iк мак; Uкэ мин = Еп – Rкэ iк мин. (4.8)

Изменение напряжения на коллекторе транзистора является источником изменения напряжения в нагрузке: переменная составляющая проходит через второй разделительный конденсатор С1Р и появляется на сопротивлении нагрузки. Если реактивное сопротивление ХС2 емкости Ср2 при самой низкой частоте входного сигнала значительно меньше эквивалентного сопротивления нагрузки Rнэ,

,(4.9)

то практически вся переменная составляющая напряжения коллектора выделится на нагрузке.

Необходимо обратить внимание на изменение фазы сигнала в нагрузке. Увеличение входного сигнала приводит к росту тока базы и, соответственно, коллектора, росту падения напряжения на Rк и уменьшению падения напряжения на транзисторе. Уменьшение входного сигнала приводит к росту напряжения на транзисторе. Таким образом, выходной сигнал оказывается сдвинутым на 1800 (на p радиан) относительно входного. Необходимо отметить, что в некоторых случаях нагрузка располагается в коллекторной цепи вместо Rк. В этом случае изменение ее напряжения совпадает с описанным выше изменением напряжения на Rк и инверсии выходного сигнала не происходит.

По полученным данным можно определить коэффициенты усиления усилителя:

.

Приведенный расчет получил наименование графоаналитического. Обычно же определение коэффициентов усиления проводят при проведении расчета усилителя по переменному току. Для этого, прежде всего, необходимо на основании принципиальной составить эквивалентную схему усилителя. Это будет выполнено несколько позднее для более сложной схемы усилителя ОЭ, эквивалентная схема которого практически не отличается от эквивалентной схемы рассмотренного усилителя.

На основе построений рисунка 4.4. сформулируем требования к предельно допустимым параметрам транзистора. Напоминаем, что предельно допустимыми параметрами называются параметры, значения которых не должны быть превышены в процессе работы прибора.

В состоянии покоя через транзистор, на коллекторе которого имеется напряжение UкР, протекает ток IкР. Поэтому на нем выделяется мощность, равная

РкР = IкР * UкР,(4.10)

которую транзистор должен быть способен рассеять в окружающее пространство. Следовательно, постоянная рассеиваемая мощность транзистора (мощность коллектора транзистора – в соответствии с наименованием, применяемым в справочной литературе) Рк должна удовлетворять неравенству:

Рк ³ Кзап * РкР(4. 11)

где Кзап – коэффициент запаса по мощности, использование которого обеспечивает надежную работу прибора в реальных условиях. Обычно Кзап выбирается из диапазона 1,2 … 1,5, хотя могут быть и иные значения, обусловленные особенностями эксплуатации и назначения разрабатываемой аппаратуры.

Необходимо отметить, что расчет выделяемой мощности для усилителя класса А ведется по напряжению и току покоя. Их изменение в результате воздействия сигнала не учитывается, т.к при увеличении тока коллектора уменьшается падение напряжения и наоборот.д.ля усилителей, работающих в режиме иных классов, в качестве расчетной величины РкР берется средняя мощность.

Справочное значение рассеиваемой мощности Рк должно быть определено с учетом температуры окружающей среды, в которой предполагают использовать разрабатываемый усилитель.

Приходящий переменный сигнал изменяет ток и напряжение транзистора, однако, подходы к их допустимым максимальным величинам различны, в связи с отличием в механизме процессов, приводящих к разрушению транзистора. Вероятность пробоя транзистора увеличивается при увеличении скорости нарастания напряжения на коллекторе. Поэтому предельно допустимое напряжение коллектор-эмиттер должно удовлетворять неравенству:

Uкэ = Кзап * Еп. (4.12)

Коэффициент запаса по напряжению обычно выбирают из тех же предпосылок, что и коэффициент запаса по мощности.

Процесс выхода транзистора из строя в связи с прохождением через него значительного тока иной, инерционный и напоминает процесс разрушения от разогрева в результате выделения электрической мощности. Поэтому допустимый коллекторный ток определяют исходя из тока покоя (или среднего тока для иных классов режима работы):

Iк = Кзап * IкР,(4.13)

однако коэффициент запаса по току обычно выбирают несколько большим, чем в предыдущих случаях.

Стабилизация режима работы усилительных каскадов

Простота схемы с фиксированным током базы привели к тому, что она является одной из самых распространенных. Однако ей присущ ряд недостатков, устранение которых привело к созданию и использованию более сложных схем.

Как видно из приведенного выше расчета, определение величины сопротивления резистора в цепи базы произведено на основании выбранного режима работы выходной цепи транзистора и его характеристик, которые обобщенно можно выразить статическим коэффициентом передачи тока h31Э. Вместе с тем после выбора номинала резистора Rб ток базы практически не зависит от параметров транзистора (см. выражение (4.6)). Он однозначно задан (зафиксирован) сопротивлением использованного резистора Rб и напряжением источника питания. Отсюда возникло и название схемы. В то же время, ток коллектора определяется не только этим током базы, но также и параметрами транзистора. А они могут не совпадать с теми, которые были использованы при расчете. Поэтому ток коллектора практически всегда не совпадает с ожидаемым, что, в свою очередь, приводит к иному напряжению на коллекторе п сравнению с ожидаемым, т.е. к иному режиму работы каскада.

Рассмотрим пример. Пусть в усилителе по схеме рисунка 36.3, а напряжение питания Еп = 15 В и использован транзистор КТ315Б. Его статический коэффициент передачи тока, который приводится в справочнике, находится в пределе 50 – 250. Среднее значение h31Э ср = 150. Зададимся параметрами точки покоя:

IкэР = 10 мА; UкэР = 7,5 В.

Проведя расчеты по методике, изложенной в предыдущем параграфе, получаем:

Ом; ;

Ом.

В соответствии с рядом номиналов резисторов, принимаем Rк = 750 Ом, Rб = 22 кОм. Несовпадение номинала Rб по сравнению с расчетным значением приведет к некоторому увеличению тока покоя базы (IбР » 682 мкА) изменению параметрами расчетной точки покоя:

IкР = 6,82 10-4 * 150 = 10,2 мА; UкэР = 15 – 750 * 10,2 10-2 = 7,35 В.

Изменения параметров рабочей точки незначительные. Однако, если при изготовлении конкретного экземпляра усилителя будет использован транзистор с предельными величинами статический коэффициент передачи тока, то режим может измениться существенно. Например, при использовании транзистора с h31Э = 50

IкР = 6,82 10-4 * 50 = 3,41 мА; UкэР = 15 – 750 * 3,41 10-3 » 12,4 В.

Если же h31Э = 250, то

IкР = 6,82 10-4 * 250 » 17 мА; UкэР = 15 – 750 * 17 10-3 » 2,3 В.

Как мы видим, изменения режима работы значительны.

Конечно, можно было бы уменьшить расхождения либо в результате предварительного (до проведения расчета) измерения статического коэффициента передачи тока индивидуально каждого экземпляра транзистора, либо путем подбора (регулировки) величин сопротивления резисторов. Не говоря уж об усложнении работы, это не приводит к существенному положительному результату, в связи с наличием так называемых «дестабилизирующих факторов». К ним обычно относят: изменения температуры и других параметров окружающей среды, старения элементов схемы, нестабильностью источников питания и т.п. Они приводят к изменению параметров элементов схемы, изменению токов и напряжений, т.е. к изменению режима работы каскада.

К дестабилизирующим факторам, в первую очередь, следует отнести изменение температуры окружающей среды, вызывающей, во-первых, изменение обратного тока коллекторного перехода Iко, во-вторых, изменение напряжения эмиттерного перехода Uбэ транзистора, и, в – третьих, изменение его коэффициента передачи тока h31э. Все эти воздействия приводят к изменению коллекторного тока транзистора и, следовательно, изменению выходного напряжения усилительного каскада. Поэтому важнейшей задачей при проектировании транзисторных усилителей является обеспечение именно температурной стабилизации их режима работы. При таком подходе зачастую уменьшается влияние и других воздействий.

Рассмотрим схемные построения усилителей ОЭ, которые позволяют уменьшить воздействие дестабилизирующих факторов. Необходимо напомнить, что, несмотря на указанные выше недостатки, схему с фиксированным током базы очень широко используют. Это объясняется тем, что при малых амплитудах входного и выходного сигналов, смещение рабочей точки во многих случаях не имеет принципиального значения. Поэтому прежде чем браться за более сложную схему, необходимо проанализировать возможность использования простой.

Схема с фиксированным напряжением базы

Схема с фиксированным напряжением база-эмиттер приведена на рисунке 4.5. В этой схеме режим работы транзистора задается путем подачи постоянного смещающего напряжения на базу. Напряжение смещения формируется делителем напряжения источника питания на резисторах Rб1 и Rб2. Падение напряжения на резисторе Rб2, которое одновременно является напряжением эмиттерного перехода транзистора, должно быть таким, чтобы в базу поступал ток IбР (см. рисунок 4.4, а).

Через делитель идет ток Iд. Чем он больше, тем стабильнее схема, так как изменение тока базы будет слабо влиять на величину смещения. Однако следует иметь в виду, что ток делителя нельзя выбирать слишком большим, поскольку в делителе расходуется дополнительная энергия, и чем больше ток Iд, тем большее мощности источника питания будет расходоваться в этой вспомогательной цепи. Кроме того, в этом случае уменьшаются величины сопротивлений Rб1 и Rб2, что приводит к уменьшению входного сопротивления каскада и возрастанию нагрузки на источник сигнала. Обычно ток делителя выбирают в пределах (2…10) IбР.

Рисунок 4.5. Усилитель ОЭ с фиксированным напряжением базы

Расчет сопротивлений делителя (после выбора его тока) проводится по формулам:

(4. 14)

Стабильность работы схемы рисунка 4.5, а незначительно превосходит схему с фиксированным током базы, вместе с тем, имеет дополнительный резистор. Поэтому она не получила широкого распространения. Можно повысить ее стабильность, если вместо резистора Rб2 ввести диод. Известно, что при изменении температуры статический коэффициент передачи тока транзистора и падение напряжения на р-п переходе меняются в противоположных направлениях. Например, при повышении температуры h31Э возрастает, а падение напряжения на р-п переходе уменьшается. Поэтому, если изменение температур на этих элементах будет идентичным, то произойдет частичная термокомпенсация: уменьшение падения напряжения на р-п переходе при увеличении температуры приведет к уменьшению тока базы, что уменьшит влияние роста коэффициента передачи на режим работы каскада. При уменьшении температуры окружающей среды будет наблюдаться обратная картина.

Наиболее плодотворна реализация термокомпенсационной схемы в микроэлектронном исполнении, где элементы могут быть расположены на небольшом расстоянии друг от друга и произведена оптимизация их характеристик. Вариант схемы приведен на рисунке 4.5, б, где р-п переход образован эмиттерным переходом дополнительного транзистора VTд.

Схемные методы стабилизации

Простейшей и наиболее экономичной является коллекторная стабилизация, представленная на рисунке 4.6, а.

Рисунок 4.6. Усилитель ОЭ с коллекторной стабилизацией

Положение точки покоя обеспечивается током IбР, протекающим через резистор Rб. Величина Rб определяется по формуле

. (4.15)

Изменяется и выражение для определения Rк:

. (4.16)

Хотя, в связи с тем, что IкР >>IбР, получаемые величины практически не отличаются от вычисленных по формуле (4.3).

Принцип действия схемы стабилизации состоит в следующем. С ростом, например, температуры, IкР начинает расти, что приводит согласно (4.1), к уменьшению UкэР. Так как сопротивление резистора Rб постоянно, то ток IбР начнет уменьшаться. Ток коллектора и ток базы транзистора связаны между собой через статический коэффициент передачи тока. Следовательно, уменьшение тока покоя базы будет препятствовать увеличению току покоя коллектора IкР, и режим работы каскада практически не изменится. При уменьшении температуры окружающей среды будет наблюдаться обратная картина.

В схеме коллекторной стабилизации рисунка 4.6, а возникает отрицательная параллельная обратная связь по переменному напряжению, которая уменьшает коэффициент усиления и входное сопротивление каскада. Для устранения этой связи Rб делят на две части, между ними и корпусом включают конденсатор Cб (рисунок 4.6, б). Емкость конденсатора должна быть такой, чтобы на самой нижней частоте усиления его сопротивление переменному току было существенно меньше входного сопротивления каскада Rвх:

,(4.17)

где fн – нижняя частота сигнала.

Схема коллекторной стабилизации эффективна лишь при большом падении напряжения на коллекторной нагрузке (порядка 0,5 Ек и выше) и изменениях температуры в пределах 20 – 30°С.

Более качественную стабилизацию режима работы транзисторного усилительного каскада обеспечивает схема эмиттерной стабилизации, представленная на рисунке 4. 7.

Рисунок 4.7. Усилитель ОЭ с эмиттерной стабилизацией

Принцип действия схемы состоит в следующем. Если сделать обход по контуру резистор Rб2 – эмиттерный переход транзистора – резистор RЭ, то можно записать:

,(4.18)

где IэР – ток эмиттера в состоянии покоя (IэР »IкР).

С изменением температуры окружающей среды, например, ее ростом, возрастают токи покоя коллектора IкР и эмиттера (IэР). При этом увеличивается падение напряжения на резисторе RЭ и в соответствии с выражением (4.18) уменьшается напряжение на эмиттерном переходе. Ток базы IбР уменьшается, что ограничивает рост тока IкР.

Для устранения последовательной отрицательной обратной связи по току, которая возникает в схеме при подаче входного сигнала переменного тока, резистор RЭ шунтируется конденсатором СЭ.

Падение напряжения на резисторе RЭ выбирают в пределе

URэ = (0,05 – 0,2) Еп (4. 19)

Откуда (после выбора URэ)

. (4. 20)

Величина шунтирующей емкости эмиттерного конденсатора находят из соотношения:

,(4. 21)

Сопротивление резисторов определяют по формулам, в которых учтено падение постоянного напряжения на эмиттерном резисторе:

(4.22)

Ток делителя, также как для предшествующих схем, обычно выбирают в пределах (2…10) IбР.

Схема эмиттерной стабилизации режима работы находит наиболее широкое применение, так как обеспечивает хорошую работоспособность усилительного каскада при изменении температуры на 70 – 100°С.

Расчет параметров усилителя ОЭ по переменному току

К параметрам усилителя по переменному току будем относить его коэффициенты усиления, входное и выходное сопротивление. По ним можно представить усилитель в виде «черного ящика» и судить о пригодности усилителя к использованию.

Для расчета необходимо составить эквивалентную схему каскада, в которую включают только элементы, в которых возникают токи и напряжения, обусловленные входным переменным сигналом. Эквивалентная схема строят на основе принципиальной, номиналы элементов которой определены при ее расчете по постоянному току. Продемонстрируем принцип ее составления для самой сложной из рассмотренных схем – усилителя с эмиттерной стабилизацией (рисунок 4.7).

Рисунок 4.8. Эквивалентная схема усилителя с эмиттерной стабилизацией

Источник сигнала изображен в виде идеального генератора переменного напряжения ес с внутренним выходным сопротивлением Rг. Сигнал, проходя через разделительный конденсатор Ср1, вызывает токи в цепях усилителя. Прежде всего, возникает ток в резисторе Rб2, который замкнут на землю. Появится ток и цепи резистора Rб1, который через внутреннее сопротивление источника питания Rи также замыкается на землю.

Транзистор VT представлен его Т-образной схемой замещения, содержащей дифференциальные сопротивления rб, rэ, rк и зависимый источник тока h31э * iб. В его входной цепи возникает переменный ток базы iб. Ток коллектора в основном будет обусловлен источником тока, ток эмиттера – суммой указанных токов. Коллекторный ток замыкается на землю через цепь – резистор Rк, внутреннее сопротивление источника питания Rи. Через разделительный конденсатор Ср1 сигнал, обусловленный током iк появляется в нагрузке. В цепи эмиттера токи замыкаются на землю через Сэ и Rэ.

Для средних частот рабочего диапазона эквивалентная схема усилителя может быть упрощена. Упрощения проводят на основании учета соотношений (4.9), (4.17), (4.21) и на основе того, что емкость коллекторного перехода существенно меньше остальных емкостей. Поэтому всеми разделительными емкостями и емкостью коллекторного перехода можно пренебречь. Малое сопротивление Сэ шунтирует внешний резистор Rэ, практически подсоединяя эмиттер к земле. В результате получим схему рисунка 4.9.

Рисунок 4.9. Эквивалентная схема усилителя для средних частот

Напоминаем, что коэффициенты усиления определяются, как отношение тока, напряжения и мощности сигнала нагрузки к соответствующим величинам на входе. Их можно определить исходя из приведенной схемы. Однако, наиболее часто коэффициенты вычисляют по более простым формулам. Такой подход оправдан в связи со значительным разбросом параметров используемых транзисторов и резисторов. Так, например, коэффициент усиления по току наиболее часто принимают равным статическому коэффициенту передачи тока в схеме ОЭ, т.е.

. (4.23)

В действительности он равен . Сравнивая это выражение с (4.23), можно увидеть следующие отличия. Как видно их рисунка, числитель в формуле (4.23) завышен, а знаменатель – занижен, что должно привести к более высоким оценкам величины коэффициент усиления по току при предлагаемом его определении по (4.23). Поэтому, чтобы сохранить простоту нахождения Кi, предлагается считать его равным минимальному значению h31э, которое приводится в справочной литературе на используемый транзистор:

. (4.23¢)

Проведем некоторые очевидные преобразования коэффициента усиления по напряжению:

,(4.24)

где Rк вх – входное сопротивление каскада;

Rн экв эквивалентное сопротивление нагрузки, определяемое параллельным соединением Rк и Rн:

. (4.25)

Входное сопротивление каскада определяется параллельным соединением резисторов делителя Rб1, Rб2 и входным сопротивлением транзистора:

,(4. 26)

где Rтр вх – входное сопротивление транзистора, которое можно определить из выражения

,

где Urб и Urэ – падения напряжений на дифференциальных сопротивлениях базы и эмиттера транзистора. Их расшифровка приводит к следующему:

. (4.27)

Зачастую, это сопротивление и определяет величину входного сопротивления каскада. Учитывая большое сопротивление дифференциального резистора обратносмещенного коллекторного перехода, для входного сопротивления каскада имеем:

. (4.28)

4.8. Характеристики усилителя ОЭ в области низших и высших частот

Эквивалентная схема каскада для низших частот представлена на рисунке 4.10, а.

Рисунок 4.10. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для низших (а) и высших (б) частот

По сравнению с исходной схемой рисунка 4.8. на ней исключены сопротивления источников питания и емкость коллекторного перехода в связи с незначительностью их влияния при низких частотах переменного сигнала. На передачу сигнала существенное влияние оказывают емкости Ср1, Ср2 и Сэ, реактивное сопротивление которых увеличивается. При этом разделительные емкости Ср1 и Ср2 препятствуют прохождению сигнала с входа каскада на его выход, уменьшая тем самым коэффициент усиления каскада в области низших частот.д.ействие блокирующей емкости несколько иное – в области низших частот она перестает шунтировать резистор, Rэ и коэффициент усиления каскада уменьшается за счет действия отрицательной обратной связи. Как было указано ранее, для количественной оценки уменьшения усиления используют коэффициент частотных искажений, который для рассматриваемой схемы с достаточной точностью можно определить по формуле:

,(4.29)

где ,(4.29¢)

Если задан общий коэффициент частотных искажений Мн на весь каскад, то эту величину следует распределить между элементами, уменьшающими передачу сигнала в области низших частот и затем определить необходимые значения емкостей. Например, переходную емкость Ср1 можно вычислить по формуле

где Мр1 – доля частотных искажений, приходящаяся на данную емкость, причем

Эквивалентная схема каскада в области высших частот показаны на рис. 4.10, б. С повышением частоты уменьшается коэффициент h31э и увеличиваются шунтирующее действие емкости коллекторного перехода Ск, Все это приводит к уменьшению усиления в области высших частот. Количественно уменьшение коэффициента усиления по сравнению со средними частотами оценивают с помощью коэффициента частотных искажений модуль коэффициента усиления в области высших частот.

Коэффициент частотных искажений в области высших частот на частоте fВ для каскада ОЭ можно оценить по формуле:

МВ = 1 + (2 p fВ • (Rк + Rн) • Ск • (h31э + 1)) 2, (4.30)

где Ск – справочное значение емкости коллекторного перехода для схемы ОЭ.

Усилитель ОК (эмиттерный повторитель)

Схема усилителя ОК изображена на рисунке 4.11.

Рисунок 4.11. Усилитель ОК

Расчет элементов схемы по постоянному току практически не отличается от подобного расчета элементов усилителей ОЭ. После выбора рабочей точки (рисунок 4.11, б), определяющей режим работы каскада, а также тока делителя в цепи базы (соотношение (4. 16)) находят сопротивления резисторов:

(4.31)

В отличие от усилителя по схеме ОЭ схема с общим коллектором не инвертирует входной сигнал. Действительно, если на вход эмиттерного повторителя подать увеличивающееся напряжение, то это приведет к увеличению эмиттерного тока транзистора и соответствующему увеличению его выходного напряжения. Поэтому входной и выходной сигналы в схеме будут изменяться в фазе.

Переменное напряжение, снимаемое с Rнэ, через разделительный конденсатор Ср2 проникает в нагрузку. Эквивалентная схема каскада по переменному току представлена на рисунке 4.12.

Рисунок 4.12. Эквивалентная схема усилителя ОК

На схеме штриховой линией изображено выходное сопротивление источника питания Rи. Как было указано ранее, оно незначительно и им пренебрегают. Поэтому коллектор транзистора оказывается заземленным, т.е. он является общим для входной и выходной цепи. Что и объясняет наименование усилителя (усилитель ОК), хотя из рисунка 4. 11, а этого явно не видно.

По сравнению с предыдущими схемами делитель в цепи базы представлен своим эквивалентным сопротивлением Rд, которое вычисляется выражением:

.,(4.32)

Определим входное сопротивление транзистора подобно тому, как это было сделано в разделе 4.7:

,(4.33)

где Rн экв – эквивалентное сопротивление нагрузки:

. (4.34)

Выражение (4.33) говорит о том, что в эмиттерном повторителе можно получить очень большие значения входного сопротивления. Это является одним из основных достоинств каскада ОК.

Окончательное выражение (4.33) было получено на основе учета того, что

.

Считая, как и для предыдущих схем, что весь ток выходного электрода (эмиттера) идет в нагрузку, получаем выражение для определения коэффициента усиления по току:

. (4.35)

Проведем некоторые очевидные преобразования коэффициента усиления по напряжению:

. (4.36)

Следовательно, напряжение сигнала на выходе при подключении нагрузки в цепь эмиттера не увеличивается – оно практически равно входному (в упрощениях при выводе соотношения (4. 36) не было учтено входное сопротивление делителя Rд). Этим объясняется наименование усилителя – эмиттерный повторитель.

Аналогично усилителю ОЭ спад усиления на низших частотах эмиттерного повторителя определяется действием Ср1 и Ср2, а на высших – параметрами транзистора. При выборе разделительных емкостей пользуют соотношения, аналогичные приведенным ранее.

Выходное сопротивление каскада

.

Из сказанного следует, что каскад эмиттерного повторителя наиболее удобен для согласования высокоомных источников сигнала с низкоомной нагрузкой (Rвх – велико, Rвых – мало, Ki – велико).

Малое выходное сопротивление каскада делает его идеальным при согласовании усилителя с емкостной нагрузкой.

Усилитель ОБ

Принципиальная и эквивалентная схема по переменному току усилителя ОБ изображены на рисунке 4.14.

Рисунок 4.14. Усилитель ОБ

Расчет сопротивлений резисторов (после выбора режима работы каскада) производится по формулам (4. 20) и (4.21). Если выполнить соотношение

,(4.37)

то получим эквивалентную схему для средних частот (рисунок 4.14).

Рисунок 4.14. Эквивалентная схема усилителя ОБ для средних частот.

Применив упрощения, которые были использованы при расчетах предшествующих схем, получим:

,

. (4.38)

Входное сопротивление каскада определяется выражением (4.26). Входящее в него входное сопротивление транзистора

. (4.39)

значительно меньше сопротивления резисторов делителя в цепи базы (rэ<<Rб1 и rэ<<Rб2).

Эквивалентное сопротивление нагрузки Rн экв определяется параллельным соединением Rк и Rн (см. выражение (4.25)). Поэтому, если rэ<<Rк и rэ<<Rк вх, то усилитель ОБ будет обладать очень большим коэффициентом усиления по напряжению:

,(4.40)

Учитывая большое сопротивление дифференциального резистора обратносмещенного коллекторного перехода для входного сопротивления каскада имеем:

. (4.41)

Усилительные каскады переменного тока на полевых транзисторах

Общие положения

В построении и методах расчета усилителей на основе полевых транзисторов очень много общего с построением и расчетом усилителей на биполярных транзисторах. Также имеются три основных схемы, получивших названия в соответствии с электродом, который является общим для входной и выходной цепи: ОИ, ОС и ОЗ. Правда, последняя, с общим затвором практически не применяется, т.к при этом не удается использовать один из важнейших параметров полевых транзисторов – их большое входное сопротивление.

На усилительном каскаде с полевым транзистором можно обеспечить работу в любом из описанных ранее классов усиления. Аналогично, за исключением выходных каскадов в основном используется режим класса А, который мы и будем рассматривать.

Усилительные каскады на полевом транзисторе, прежде всего, применяют во входных каскадах усилителей. Объясняется это следующими преимуществами полевого транзистора перед биполярным:

большее входное сопротивление, что упрощает его согласование с высокоомным источником сигнала;

как правило, меньший коэффициент шума, что делает его более предпочтительным при усилении слабых сигналов;

большая собственная температурная стабильность режимов покоя.

Вместе с тем, каскады на полевых транзисторах обычно характеризуются меньшим коэффициентом усиления по напряжению, что и ограничивает их применение при построении промежуточных каскадов.

Также как и в предыдущем разделе, расчет каскады на полевых транзисторах для выбранной схемы проводит в три этапа:

определяют режим работы усилителя;

проводят расчет элементов принципиальной схемы по постоянному току;

определяют параметры усилителя по переменному току на основе эквивалентной схемы.

В последующем, чтобы обеспечить простоту и однозначность анализа будем рассматривать транзисторы с каналом п-типа, а заземленным в источнике питания будем считать его отрицательный полюс, относительно которого и будем определять все напряжения. При этих условиях напряжение на стоке должно быть положительным по сравнению с напряжением на истоке. (При р канале наоборот: заземляется положительный полюс и напряжение на стоке меньше, чем на истоке)

Схемотехнические решения, применяемые при построении каскадов на полевых транзисторах, во многом схожи с решениями, используемыми при построении каскадов на биполярных транзисторах. Имеется ряд особенностей полевых транзисторов, обусловленных, прежде всего, различиями входных характеристик трех типов полевых транзисторов и, кроме того, практически отсутствием тока затвора, на который обычно подается входной сигнал.

Усилительный каскад по схеме с общим истоком

Отличия входных (стокозатворных) характеристик разных типов полевых транзисторов, приводит к разным схемотехническим построениям усилительных каскадов на ПТ разных типов, касающихся, прежде всего, схем задания режима работы. В схемах на полевых транзисторах с управляющим р-п переходом напряжение на их затворе должно быть отрицательным по сравнению с напряжением на истоке. В этом случае обеспечивается закрытое (запертое) состояние перехода. На полевых транзисторах с изолированным затвором и встроенным каналом напряжение затвора может быть любым – как отрицательным, так и положительным по отношению к истоку. На полевых транзисторах с изолированным затвором и индуцированным каналом напряжение затвора может быть только положительным по отношению к истоку. Отсутствие входных токов на затвор позволяет обеспечить необходимое распределение напряжений только за счет внешних резисторов и схем их соединений.

На рисунке 5.1 приведены три типовые схемы усилителя ОИ, обеспечивающих получение выбранного режима работы на полевых транзисторах разных типов. Чертеж первой схемы является наиболее полным – на ней показаны разделительные конденсаторы, отделяющие по постоянному току каскад от источника сигнала и нагрузки. На последующих разделительные конденсаторы не приведены – вход и выход переменного сигнала показаны стрелками.

Рисунок 5.1. Усилительные каскады ОИ на полевых транзисторах

Наиболее общей является схема рисунка 5.1, б. Ее называют схемой с истоковой стабилизацией. Она подобна схеме рисунка 4.7, где изображен каскад с эмиттерной стабилизацией на биполярном транзисторе. Истоковая стабилизация может быть выполнена независимо от типа примененного полевого транзистора. Для того чтобы избежать уменьшения коэффициента усиления резистор Rи шунтируют конденсатором Си. Величина шунтирующей емкости эмиттерного конденсатора находят из соотношения, аналогичного (4.21):

,(5.1)

Режим работы каскада на полевых транзисторах определяется постоянным напряжением между затвором и истоком. Для схемы с истоковой стабилизацией имеем:

,(5.2)

где Iд, Iи – токи резистивного делителя и истока транзистора.

В схеме рисунка 5.1, а отсутствует делитель напряжения источника питания (Iд, = 0), поэтому она может быть использована для задания рабочей точки в транзисторах, работа которых возможна при отрицательных напряжениях на затворе. Такое включение называется схемой автоматической подачи смещения. Ее применение наиболее оптимально в каскадах на полевом транзисторе с управляющим р-п переходом.

Вторая схема позволяет получить на затворе как отрицательные (URu » URд2), так и положительные (UR д2 » URu) напряжения. В третьей схеме Rи = 0, соответственно, напряжение на затворе может быть только положительным. Поэтому ее применяют только для МОП (МДП) транзисторов с индуцированным каналом.

Необходимо отметить, что все схемы позволяет обеспечить режим термокомпенсации (см. раздел 2.6). Для этого необходимо подать на затвор напряжение, соответствующее термокомпенсационной точке стокозатворной характеристики (см. рисунок 2.13). К сожалению, такой выбор рабочей точки не всегда возможен т.к зачастую необходимо работа при больших токах стока, чем ток соответствующий термокомпенсации.

Выбор типа полевого транзистора производится на основе тех же требований к его предельно допустимым параметрам, которые были сформулированы в предыдущей главе (выражения (4.10) – (4.13)) применительно к биполярному транзистору.

Для определения основных параметров каскада по переменному току обратимся к его схеме замещения, приведенной на рисунке 5.2, а. Данная схема справедлива для области средних частот. При ее формировании использованы все допущения, что и при составлении схемы усилителя ОЭ рисунка 5.9. Например, учтено соотношение (5.1). Опущены все емкости, которые характеризуют ПТ (см. эквивалентную схему ПТ рисунка 2.13).

Рисунок 5.2. Эквивалентная схема усилителя ОИ для средних частот

Входное сопротивление в основном определяется сопротивлением резисторов, подсоединенных к затвору. Для схемы рисунка 5.1, а Rвх = Rз, для двух остальных

. (5.3)

Определим коэффициент усиления каскада по переменному току. Из эквивалентной схемы рисунка 5.2, с учетом того, что Uзи = Uвх, находим

, (5.4)

,

(5.5)

где Кu и Кi – коэффициенты усиления по напряжению и току,

S – крутизна стокозатворной характеристики полевого транзистора;

Rвых – выходное сопротивление усилителя;

(5.6)

Как и для усилителя на биполярном транзисторе, для количественной оценки уменьшения усиления используют коэффициент частотных искажений, который на нижних частотах с достаточной точностью можно определить по формуле (4.29). Эквивалентная постоянная времени

;

.

Также как и для усилителя на биполярном транзисторе, если задан общий коэффициент частотных искажений Мн на весь каскад, то эту величину следует распределить между отдельными искажающими в области низших частот цепями и затем определить необходимые значения емкостей.

Коэффициент частотных искажений в области высших частот на частоте fВ для каскада ОИ можно оценить по формуле:

МВ = 1 + (2 p fВ τв) 2,(5.7)

где

;

Сз и, Сз с, Сс и – справочное значение межэлектродных емкостей транзистора.

Истоковый повторитель

Типовая схемы истокового повторителя приведена на рисунке 5.3, а.

Рисунок 5.3. Истоковый повторитель

Выбор типа транзистора и сопротивления резисторов определяется необходимостью обеспечить требуемый режим работы усилительного каскада. Они выполняются по методикам, изложенным применительно к усилительным каскадам других типов.

Рассмотрим основные параметры каскада по переменному току. В результате обхода по контуру, показанному на рисунке 5.3, а, для переменного сигнала можем записать:

.

При выходе последнего выражения пренебрегли падением напряжения части сигнала на разделительной емкости С1р. Из него получаем:

.

Для выходного напряжения сигнала

.

Откуда

(5.8)

Если выполняется условие SRн экв >> 1, то схема работает как повторитель (истоковый) напряжения входного сигнала. Коэффициент усиления будет тем ближе к единице, чем больше крутизна полевого транзистора и больше сопротивление эквивалентной нагрузки. Величина последней определяется выражением:

. (5.9)

Коэффициент усиления по току и выходное сопротивление:

(5.10)

Входное сопротивление в основном определяется сопротивлением резисторов, подсоединенных к затвору. Для схемы рисунка 5.3, а Rвх = Rз, в случае использования делителя – см. (выражение (5.3)).

[1]
Более полное рассмотрение энергетических показателей работы усилителя в разных классах приведено в разделе 9

[2]
Выбор системы координат (U

_нэ

и I

_нэ

) определяется тем, что для управляемых электронных приборов (например, транзисторов) они соответсвуют их выходным характеристикам, а для неуправляемых – вольт-амперным.

[3]
В разделе 2.2 показано, что для низких частот h_21Э

= b

(см. выражение (2.18)), что позволяет использовать любое из этих обозначений.

Общий коллектор — Common collector

Рисунок 1: Базовая схема общего коллектора NPN (без учета деталей смещения ).

В электронике усилитель с общим коллектором (также известный как эмиттерный повторитель ) является одной из трех основных топологий усилителя с одноступенчатым биполярным переходным транзистором (BJT) , обычно используемых в качестве буфера напряжения .

В этой схеме базовый вывод транзистора служит входом, эмиттер — выходом, а коллектор является общим для обоих (например, он может быть привязан к заземлению или шине питания ), отсюда и его название. Аналогичная схема на полевом транзисторе представляет собой усилитель с общим стоком, а аналогичная схема на лампе — это катодный повторитель .

Базовая схема

Схема может быть объяснена, если рассматривать транзистор как находящийся под управлением отрицательной обратной связи. С этой точки зрения общий коллекторный каскад (рис. 1) представляет собой усилитель с полной последовательной отрицательной обратной связью . В этой конфигурации (рис. 2 с β = 1) все выходное напряжение V _OUT размещается напротив и последовательно с входным напряжением V _IN . Таким образом, два напряжения вычитаются согласно закону напряжения Кирхгофа (KVL) (вычитатель из функциональной блок-схемы реализуется только входным контуром), и их необычная разница V _diff = V _IN — V _OUT применяется к переходу база-эмиттер. . Транзистор непрерывно контролирует V _диф и регулирует его эмиттер почти равен (меньше V _BEO ) входное напряжение при прохождении тока коллектора согласно через эмиттерный резистор R _E . В результате выходное напряжение следует за изменениями входного напряжения от V _BEO до V ₊ ; отсюда и название, эмиттер-последователь .

Интуитивно это поведение можно также понять, поняв, что напряжение база-эмиттер в биполярном транзисторе очень нечувствительно к изменениям смещения, поэтому любое изменение напряжения базы передается (с хорошим приближением) непосредственно на эмиттер. Это немного зависит от различных нарушений (допуски транзистора, колебания температуры, сопротивление нагрузки, резистор коллектора, если он добавлен и т. Д.), Поскольку транзистор реагирует на эти нарушения и восстанавливает равновесие. Он никогда не насыщается, даже если входное напряжение достигает положительной шины.

Математически можно показать, что схема с общим коллектором имеет коэффициент усиления по напряжению почти равный единице:

А v знак равно v о ты т v я п ≈ 1 {\ displaystyle {A _ {\ mathrm {v}}} = {v _ {\ mathrm {out}} \ over v _ {\ mathrm {in}}} \ приблизительно 1}

Рисунок 3: PNP-версия схемы эмиттерного повторителя, все полярности поменяны местами.

Небольшое изменение напряжения на входной клемме будет воспроизведено на выходе (немного в зависимости от усиления транзистора и значения сопротивления нагрузки ; см. Формулу усиления ниже). Эта схема полезна, потому что у нее большой входной импеданс , поэтому она не нагружает предыдущую схему:

р я п ≈ β 0 р E {\ displaystyle r _ {\ mathrm {in}} \ приблизительно \ beta _ {0} R _ {\ mathrm {E}}}

и малый выходной импеданс , поэтому он может работать с низкоомными нагрузками:

р о ты т ≈ р E ‖ р s о ты р c е β 0 {\ displaystyle r _ {\ mathrm {out}} \ приблизительно {R _ {\ mathrm {E}}} \ | {R _ {\ mathrm {source}} \ over \ beta _ {0}}}

Обычно резистор эмиттера значительно больше и его можно исключить из уравнения:

р о ты т ≈ р s о ты р c е β 0 {\ displaystyle r _ {\ mathrm {out}} \ приблизительно {R _ {\ mathrm {source}} \ over \ beta _ {0}}}

Приложения

Рисунок 4: Повторитель напряжения NPN со смещением источника тока, подходящий для интегральных схем

Низкое выходное сопротивление позволяет источнику с большим выходным сопротивлением управлять небольшим сопротивлением нагрузки ; он функционирует как буфер напряжения . Другими словами, схема имеет коэффициент усиления по току (который в значительной степени зависит от h _FE транзистора) вместо усиления по напряжению, поскольку из-за своих характеристик он предпочтителен во многих электронных устройствах. Небольшое изменение входного тока приводит к гораздо большему изменению выходного тока, подаваемого на выходную нагрузку.

Одним из аспектов буферного действия является преобразование импедансов. Например, сопротивление по Тевенину комбинации повторителя напряжения, управляемого источником напряжения с высоким сопротивлением Тевенина, уменьшается только до выходного сопротивления повторителя напряжения (небольшое сопротивление). Такое снижение сопротивления делает комбинацию более идеальным источником напряжения. И наоборот, повторитель напряжения, вставленный между малым сопротивлением нагрузки и приводной ступенью, представляет большую нагрузку на приводную ступень — преимущество в связи сигнала напряжения с небольшой нагрузкой.

Эта конфигурация обычно используется в выходных каскадах усилителей класса B и класса AB . Базовая схема модифицирована для работы транзистора в режиме класса B или AB. В режиме класса A иногда вместо R _E используется активный источник тока (рис. 4) для улучшения линейности и / или эффективности.

Характеристики

На низких частотах и ​​с использованием упрощенной модели гибридного Пи можно получить следующие характеристики слабого сигнала . (Параметр и параллельные линии обозначают параллельные компоненты .)
β знак равно г м р π {\ displaystyle \ beta = g_ {m} r _ {\ pi}}

Там , где это Thevenin сопротивление эквивалентного источника.
р s о ты р c е   {\ Displaystyle R _ {\ mathrm {источник}} \}

Производные

Рисунок 5: Схема слабого сигнала, соответствующая рисунку 3, использующая модель гибридного Пи для биполярного транзистора на частотах, достаточно низких, чтобы игнорировать емкости биполярного устройства.

Рисунок 6: Низкочастотная схема слабого сигнала для биполярного повторителя напряжения с испытательным током на выходе для определения выходного сопротивления. Резистор . р E знак равно р L ∥ р О {\ Displaystyle R _ {\ mathrm {E}} = R _ {\ mathrm {L}} \ parallel r _ {\ mathrm {O}}}

На рисунке 5 показана низкочастотная гибридная пи-модель для схемы на рисунке 3. С помощью закона Ома были определены различные токи, и эти результаты показаны на диаграмме. Применяя текущий закон Кирхгофа к эмиттеру, получаем:

( β + 1 ) v я п — v о ты т р S + р π знак равно v о ты т ( 1 р L + 1 р О )   . {\ displaystyle (\ beta +1) {\ frac {v _ {\ mathrm {in}} -v _ {\ mathrm {out}}} {R _ {\ mathrm {S}} + r _ {\ pi}}} = v_ {\ mathrm {out}} \ left ({\ frac {1} {R _ {\ mathrm {L}}}} + {\ frac {1} {r _ {\ mathrm {O}}}} \ right) \. }

Определите следующие значения сопротивления:

1 р E знак равно 1 р L + 1 р О {\ displaystyle {\ frac {1} {R _ {\ mathrm {E}}}} = {\ frac {1} {R _ {\ mathrm {L}}}} + {\ frac {1} {r _ {\ mathrm {O}}}}}

р знак равно р S + р π β + 1   . {\ displaystyle R = {\ frac {R _ {\ mathrm {S}} + r _ {\ pi}} {\ beta +1}} \.}

Затем, собрав члены, коэффициент усиления по напряжению находится как:

А v знак равно v о ты т v я п знак равно 1 1 + р р E   . {\ displaystyle A _ {\ mathrm {v}} = {\ frac {v _ {\ mathrm {out}}} {v _ {\ mathrm {in}}}} = {\ frac {1} {1 + {\ frac { R} {R _ {\ mathrm {E}}}}}} \.}

Из этого результата коэффициент усиления приближается к единице (как и ожидалось для буферного усилителя ), если отношение сопротивлений в знаменателе мало. Это отношение уменьшается с увеличением значения коэффициента усиления по току β и с увеличением значения . Входное сопротивление находится как:
р E {\ displaystyle R _ {\ mathrm {E}}}

р я п знак равно v я п я б знак равно р S + р π 1 — А v   {\ displaystyle R _ {\ mathrm {in}} = {\ frac {v _ {\ mathrm {in}}} {i _ {\ mathrm {b}}}} = {\ frac {R _ {\ mathrm {S}} + г _ {\ pi}} {1-А _ {\ mathrm {v}}}} \}

знак равно ( р S + р π ) ( 1 + р E р )   {\ displaystyle = \ left (R _ {\ mathrm {S}} + r _ {\ pi} \ right) \ left (1 + {\ frac {R _ {\ mathrm {E}}} {R}} \ right) \ }

знак равно р S + р π + ( β + 1 ) р E   . {\ displaystyle = R _ {\ mathrm {S}} + r _ {\ pi} + (\ beta +1) R _ {\ mathrm {E}} \.}

Выходное сопротивление транзистора обычно велико по сравнению с нагрузкой и поэтому доминирует . Исходя из этого, входное сопротивление усилителя намного больше, чем выходное сопротивление нагрузки при большом усилении по току . То есть размещение усилителя между нагрузкой и источником создает большую (высокоомную) нагрузку на источник, чем прямая связь с ним , что приводит к меньшему затуханию сигнала в импедансе источника как следствие разделения напряжения .
р О {\ displaystyle r _ {\ mathrm {O}}} р L {\ Displaystyle R _ {\ mathrm {L}}} р L {\ Displaystyle R _ {\ mathrm {L}}} р E {\ displaystyle R _ {\ mathrm {E}}} р L {\ Displaystyle R _ {\ mathrm {L}}} β {\ displaystyle \ beta} р L {\ Displaystyle R _ {\ mathrm {L}}} р S {\ Displaystyle R _ {\ mathrm {S}}}

На рисунке 6 показана схема слабого сигнала с рисунка 5 с короткозамкнутым входом и испытательным током, подаваемым на его выход. Выходное сопротивление определяется по этой схеме как:

р о ты т знак равно v Икс я Икс   . {\ displaystyle R _ {\ mathrm {out}} = {\ frac {v _ {\ mathrm {x}}} {i _ {\ mathrm {x}}}} \.}

Используя закон Ома, были найдены различные токи, указанные на диаграмме. Собирая термины для базового тока, базовый ток находится как:

( β + 1 ) я б знак равно я Икс — v Икс р E   , {\ displaystyle (\ beta +1) я _ {\ mathrm {b}} = i _ {\ mathrm {x}} — {\ frac {v _ {\ mathrm {x}}} {R _ {\ mathrm {E}}} } \,}

где определено выше. Используя это значение базового тока, закон Ома дает следующее :
р E {\ displaystyle R _ {\ mathrm {E}}} v Икс {\ displaystyle v _ {\ mathrm {x}}}

v Икс знак равно я б ( р S + р π )   . {\ displaystyle v _ {\ mathrm {x}} = i _ {\ mathrm {b}} \ left (R _ {\ mathrm {S}} + r _ {\ pi} \ right) \.}

Подставляя базовый ток и собирая условия,

р о ты т знак равно v Икс я Икс знак равно р ∥ р E   , {\ displaystyle R _ {\ mathrm {out}} = {\ frac {v _ {\ mathrm {x}}} {i _ {\ mathrm {x}}}} = R \ parallel R _ {\ mathrm {E}} \, }

где || обозначает параллельное соединение и определено выше. Поскольку обычно при большом усилении по току сопротивление невелико , он доминирует над выходным импедансом, который, следовательно, также невелик. Малый выходной импеданс означает, что последовательная комбинация исходного источника напряжения и повторителя напряжения представляет собой источник напряжения Тевенина с более низким сопротивлением Тевенина в его выходном узле; то есть комбинация источника напряжения с повторителем напряжения делает источник напряжения более идеальным, чем исходный.
р {\ displaystyle R} р {\ displaystyle R} β {\ displaystyle \ beta} р {\ displaystyle R}

Смотрите также

Рекомендации

внешние ссылки

Цепь повторителя источника

»Примечания к электронике

Схема повторителя с общим стоком или истоком обеспечивает очень высокий входной импеданс и низкий выходной импеданс и используется в качестве буферного усилителя.

Конструкция схемы полевого транзистора, полевого транзистора Включает:
Основы проектирования схемы полевого транзистора
Конфигурации схемы
Общий источник
Общий дренажный / истоковый повторитель
Общие ворота

Как и транзисторный эмиттерный повторитель, конфигурация истокового повторителя на полевых транзисторах обеспечивает высокий уровень буферизации и высокое входное сопротивление. Фактическое входное сопротивление самого полевого транзистора очень велико, поскольку это полевое устройство. Это означает, что схема истокового повторителя может обеспечить отличные характеристики в качестве буфера.

Коэффициент усиления по напряжению равен единице, хотя коэффициент усиления по току велик. Входной и выходной сигналы синфазны.

Общий сток (истоковый повторитель) Конфигурация схемы на полевом транзисторе

Сводка характеристик усилителя истокового повторителя

В таблице ниже приведены основные характеристики усилителя-повторителя источника.

Повторитель источника / буферная схема

Типичная реализация схемы повторителя / буфера с общим стоком или истоком очень проста на практике.

Схема, показанная ниже, дает типичный пример цепи повторителя / буфера на полевом транзисторе. Конденсаторы C1 и C2 используются для передачи сигнала переменного тока между каскадами и блокировки элементов постоянного тока. Резистор R1 обеспечивает смещение затвора, удерживая затвор под потенциалом земли. Схема истока показывает резистор R2 на массу — его величина определяется требуемым канальным током.

Схема общего истока на полевом транзисторе

Схема истокового повторителя имеет очень высокий импеданс по отношению к предыдущему каскаду, и именно по этой причине истоковый повторитель является идеальным форматом для использования в качестве буфера.

Другие схемы и схемотехника:
Основы операционных усилителей
Схемы операционных усилителей
Цепи питания
Конструкция транзистора
Транзистор Дарлингтона
Транзисторные схемы
Схемы на полевых транзисторах
Условные обозначения схем

Возврат в меню проектирования схем. . .

Повторители напряжения

Повторители напряжения

© 2016, Род Эллиотт (ESP)
Страница создана — июль 2016

Вершина

Указатель статей

Основной указатель

Содержание

Преамбула

Повторитель напряжения, независимо от технологии, используемой при его создании, является усилителем тока.Небольшой доступный ток от источника обычно связан с высоким импедансом цепи, поэтому он не может обеспечить достаточный ток для управления следующей схемой. Чаще всего нас интересуют усилители напряжения и , которые (как следует из названия) увеличивают амплитуду сигнала. Они используются, когда напряжение от источника слишком низкое, чтобы быть полезным. В действительности подавляющее большинство схем объединяют в себе усиление как напряжения, так и тока, хотя последнее часто не является основной задачей. Он поставляется «бесплатно» со схемой (особенно с операционными усилителями).

Когда усилитель напряжения комбинируется с усилителем тока, конечный результат можно рассматривать как усилитель мощности, увеличив как выходное напряжение , так и возможность подачи тока. В приложениях с малым сигналом почти все схемы операционных усилителей на самом деле являются «усилителями мощности», но их редко называют таковыми, потому что выходная мощность незначительна по сравнению с той, которую мы обычно ожидаем. Например, большинство операционных усилителей способны обеспечить максимум несколько милливатт.

Обсуждаемые здесь повторители напряжения являются только усилителями тока и не увеличивают амплитуду сигнала. Действительно, на самом деле немного снижает напряжение , при этом выходное напряжение колеблется от 0,9 до 0,99 входного напряжения. Однако ток от нагрузки может быть увеличен от нескольких сотен до многих тысяч раз, в зависимости от топологии схемы. В большинстве случаев «усиленный» ток по-прежнему будет составлять всего несколько миллиампер, хотя составные транзисторы, показанные в разделе 10, могут обеспечить много ампер выходного тока на входе всего в несколько миллиампер.

Новичкам (в частности) может быть трудно понять, что выходное сопротивление и выходной ток совершенно разные, и одно не подразумевает другого. Цель этой статьи — показать различные доступные методы для получения значительного усиления по току, что важно, когда источник имеет значительно меньший выходной ток, чем требуется для управляемой цепи.

Примерами устройств, которым требуется усилитель тока (по сути, преобразователь импеданса), являются конденсаторные (также называемые «конденсаторные») элементы микрофона и пьезодатчики (общие для измерений вибрации среди других).Однако есть много других веских причин для использования повторителя тока / напряжения, потому что некоторые усилительные устройства (в частности, клапаны, также известные как вакуумные лампы) имеют выходы с высоким импедансом, которые не очень любят нагрузки, которые сейчас распространены. Большинство современных нагрузок обычно меньше 100 КБ, но многие из них опускаются до 10 КБ, а иногда и меньше.

Введение

В наши дни, когда требуется повторитель напряжения, это почти всегда будет операционный усилитель, подключенный как усилитель с единичным усилением. Он может быть инвертирующим или неинвертирующим, каждый из которых имеет свои преимущества и ограничения.Неинвертирующее соединение страдает (немного) более высокими искажениями из-за высокого синфазного напряжения (то есть напряжения, наблюдаемого на обоих входах одновременно), но с современными операционными усилителями это редко является проблемой. Искажения можно измерить с помощью (очень) хорошего оборудования, но сейчас существуют операционные усилители с такими низкими искажениями, что их практически невозможно измерить. Действительно, очень редко бывает слышно искажение, и если это так, это обычно означает, что с цепью что-то не так.

Самым большим преимуществом неинвертирующего подключения является то, что входной импеданс очень высок, а если вы используете операционный усилитель на входе полевого транзистора, он может быть очень близок к бесконечному. Выходной ток определяется используемым операционным усилителем, как и смещение постоянного тока, которое может быть проблематичным при чрезвычайно высоком входном импедансе. Шум обычно довольно низкий, но при высоком импедансе в нем будет преобладать шумовое напряжение от входного резистора, если только источник не обходит шум (как это происходит, например, с конденсаторным микрофоном).

Использование инвертирующей конфигурации операционного усилителя решает проблему синфазных искажений, поскольку их практически нет. Инвертирующее соединение имеет недостаток, заключающийся в том, что его входное сопротивление ограничено номиналами используемых резисторов. Они не могут быть слишком высокими, иначе шум станет серьезной проблемой для сигналов низкого уровня.

По большей части в этой статье рассматриваются более примитивные методы, используемые в качестве повторителей напряжения — в первую очередь транзисторные эмиттер-повторители и полевые транзисторы, а также клапанный (ламповый) катодный повторитель также будет обсуждаться как часть исторической точки зрения.

Хотя есть некоторые, кто настаивает на том, что операционные усилители в некотором роде «плохие» и что следует использовать только дискретные конструкции, ничто не говорит о том, что это верно в отношении чего-либо, кроме самых заурядных операционных усилителей. Даже там операционный усилитель µA741 с низким уровнем искажений будет иметь лучшие показатели искажений, чем многие дискретные конструкции (хотя шум и скорость серьезно ухудшаются). Есть некоторые эзотерические схемы, которые, возможно, лучше, чем (некоторые) операционные усилители, но ценой многих деталей и значительного объема печатных плат.

Поскольку я не собираюсь строить и измерять каждую обсуждаемую схему, результаты будут такими же, как на симуляторе SIMetrix. В некоторых отношениях это может быть несколько оптимистичным, но поскольку для всех симуляций будут использоваться знакомые транзисторы и базовые операционные усилители, результаты будут сопоставимы. Я использовал напряжение сигнала 1,414 В RMS (2 В пиковое) для моделирования, так как это реалистичный рабочий уровень для многих распространенных схем.

Схемы операционных усилителей будут описаны с использованием двойного источника питания, обычно ± 15 В.Дискретные повторители обычно также используют двойной источник питания, хотя при желании все они могут использоваться с одним источником. Устранение смещения постоянного тока обычно лучше всего достигается путем добавления выходного разделительного конденсатора, а это обычно необходимо даже при использовании двойного источника питания.

Важно отметить, что в идеале схема преобразователя импеданса должна иметь возможность одинаково хорошо истощать и отводить ток. В противном случае выход может быть асимметричным при некоторых нагрузках. Под током источника понимается то, что схема обеспечивает ток с по в нагрузке, в то время как ток потребления означает, что она потребляет ток от нагрузки .Любой повторитель также должен быть в состоянии обеспечить такое же пиковое напряжение (положительное и отрицательное) для своей номинальной нагрузки и, желательно, до самого низкого импеданса нагрузки, который может возникнуть (реальная жизнь непредсказуема).

Простые эмиттерные повторители обычно не могут обеспечить полностью симметричную работу, если их рабочий ток не является нереально высоким. В некоторых случаях вы можете смещать выходное напряжение так, чтобы на транзисторе было меньше напряжения, а на резисторе больше, что может восстановить симметрию для определенного импеданса нагрузки и уменьшить искажения. Однако создание преднамеренной асимметрии не панацея и сработает только в том случае, если вы точно знаете, что делаете.

Имейте в виду, что простые схемы, такие как повторители эмиттера, имеют относительно низкие коэффициенты отклонения источника питания (PSRR), поэтому гудение или шум в источниках будут в некоторой степени влиять на сигнал. Простые эмиттерные повторители, показанные на рисунке 2, будут иметь PSRR для цепи эмиттера около -27 дБ и около -44 дБ для цепи коллектора с импедансом источника 10 кОм. Эти цифры зависят от значений компонентов и (особенно) импеданса источника, поэтому являются лишь ориентировочными.

Из рассмотренных здесь схем очень немногие подходят для буферизации постоянного напряжения. Поскольку есть смещения постоянного тока, которые могут серьезно повлиять на производительность многих цепей, они подходят только для работы переменного тока, а это означает, что существует требование, чтобы выходной конденсатор связи блокировал составляющую постоянного тока. Во многих случаях также будет использоваться входной конденсатор связи, особенно если источник имеет потенциал постоянного тока.

Многие одиночные операционные усилители имеют положение для потенциометра нуля смещения, так что смещения постоянного тока входного транзистора могут быть обнулены, что позволяет схеме точно работать с напряжениями постоянного тока.Это редко необходимо в схемах звуковой частоты, потому что постоянный ток снимается конденсатором, но это важно для высокоточных схем, которые включают составляющую постоянного тока, которую необходимо сохранить. Обратите внимание, что существует множество передовых методов для получения очень высокой точности для постоянного тока (например, усилители, стабилизированные с помощью прерывателя), но они здесь не рассматриваются, потому что они являются специализированными (и обычно дорогими) деталями и не являются необходимыми или нежелательными для обычных звуковых частот.

Обратите внимание: Хотя все схемы, показанные на этой странице, имеют свои выходы напрямую (с конденсатором или без него), если схема будет использоваться для
Для взаимодействия с «реальным миром» через экранированный кабель резистор должен быть включен последовательно с выходом. Если этого не сделать, вероятность возникновения колебаний гораздо выше, чем нет.
может быть на такой высокой частоте, что не отображается на типичном осциллографе 20-50 МГц. Резистор должен быть не менее 50 Ом, и я обычно использую резисторы 100 Ом в
эту роль.

В некоторых случаях может также потребоваться добавить резистор «ограничитель базы» непосредственно последовательно с базовым соединением транзистора с минимально возможной длиной дорожки на печатной плате между клеммами
два. Значение может варьироваться от 100 Ом до 1 кОм или более, но помните, что более высокое сопротивление ухудшит шумовые характеристики.Иногда можно понять, что
Базовый резистор необходим, если вы обнаружите, что слышимый шум или искажения изменяются или исчезают, когда вы касаетесь пальцем транзистора или подключенных к нему компонентов.

Хотя может показаться маловероятным, что эмиттерный повторитель или операционный усилитель с единичным усилением могут колебаться, это наверняка будет, если схема с высокой добротностью (например, длина коаксиального кабеля)
подключается непосредственно к выходу. Поскольку любое вызванное таким образом колебание будет РЧ (радиочастотой), оно может остаться незамеченным, но характеристики искажения будут ухудшаться, а в некоторых
В некоторых случаях колебания могут быть слышны как гудение звуковой частоты.Резистор гасит настроенный контур и предотвращает возникновение колебаний при нормальных обстоятельствах.

Несмотря на все, что я сказал выше, все же есть случаи, когда дискретная конструкция является лучшим вариантом. Если вам нужны более высокие напряжения, чем могут быть обработаны доступными операционными усилителями, или если вам нужен более высокий выходной ток, чем можно легко обеспечить, то дискретная конструкция может быть самым простым и дешевым вариантом. Это также применимо, если вам нужна особенно широкая полоса пропускания (более 1 МГц или около того) или другие особые требования, которые не выполняются доступными IC.Возможно, вам никогда не понадобится создавать дискретную схему, но нет сомнений в том, что операционные усилители нельзя использовать для всего.

Одним из факторов, который необходимо понять, является собственное сопротивление эмиттера (r _e — буквально «маленький r e») биполярного транзистора. Это зависит от тока эмиттера и обычно принимается равным …

.

r _e = 26 / Ie (в миллиамперах)

Итак, если ток эмиттера составляет 1 мА, r _e равно 26 Ом. Он падает до 2.6 Ом при 10 мА и повышается до 260 Ом при 100 мкА. Эта нелинейность ответственна за большую часть искажений в любой схеме, в которой используются биполярные транзисторы, и где ток эмиттера изменяется во время работы (что будет иметь место в подавляющем большинстве схем). Подобные механизмы существуют во всех усилительных устройствах, и, несмотря на утверждения об обратном, ни одно известное усилительное устройство не является действительно линейным, особенно клапаны !. В случае полевых транзисторов JFET и полевых МОП-транзисторов одним из механизмов искажения является изменение gm (взаимной проводимости) в зависимости от тока стока, но есть и другие, которые довольно сложны и здесь не рассматриваются. Процесс проектирования всегда должен гарантировать, что нелинейности сведены к минимуму с помощью соответствующих схемотехники, а не с помощью «эзотерических» частей.

Также важно понимать, что, за некоторыми исключениями, схемы, показанные здесь, представлены только в их базовой форме — они не оптимизированы для какого-либо конкретного приложения.

Сокращения

В этой статье вы найдете несколько сокращений. Большинство из них должно быть вам знакомо, но они повторяются здесь, поэтому вам не нужно их искать.

BJT — биполярный переходной транзистор (стандартный транзистор, такой как 2N2222 или BC549, и т. Д.)
FET — полевой транзистор, эквивалентный …
JFET — переходный полевой транзистор
MOSFET — полевой транзистор на основе оксида металла и полупроводника
CMOS — дополнительный Металлооксидные полупроводники (дополнительные полевые МОП-транзисторы) Операционный усилитель
— операционный усилитель (также известный как операционный усилитель)

1 — Повторители напряжения операционного усилителя

Сначала будут рассмотрены основные схемы операционных усилителей, поскольку они задают целевые параметры для параметров, к которым мы стремимся. За некоторыми исключениями, конструкции дискретных транзисторов даже близко не подходят к последовательностям на основе операционных усилителей. Основные интересующие нас параметры — это входное сопротивление, выходное сопротивление и усиление. Хотя принято считать, что у последователей в целом нет усиления как такового, если внутреннее усиление слишком низкое, то сигнал будет потерян. Обычно это менее 1 дБ даже с катодным повторителем клапана, но это все же потеря уровня, которая поставит под угрозу эффективность схем, таких как активные фильтры, которые полагаются на обратную связь для получения желаемой производительности.

Полное обсуждение выходного импеданса приведено ниже, но здесь также необходимо сделать одно предупреждение. В то время как типичный операционный усилитель может предложить выходной импеданс (с обратной связью) менее 1 Ом, существует также ограничение на ток короткого замыкания, а максимальный размах выходного сигнала зависит от импеданса нагрузки (и, следовательно, от пикового выходного тока). .

Это означает, что если вы используете слишком низкое сопротивление нагрузки, вы не сможете получить максимальное выходное напряжение, и искажения увеличатся — часто значительно.Наиболее распространенные операционные усилители ограничены импедансом нагрузки 2 кОм или более, но есть также немало, которые могут выдерживать нагрузки 600 Ом, и некоторые, которые могут выдерживать даже более низкие импедансы. Если вам нужно управлять с низким импедансом, необходимо проверить таблицы , чтобы убедиться, что вы можете получить требуемый выходной ток и напряжение, иначе схема может быть неприемлемой для ваших целей.

Рисунок 1 — Повторители напряжения операционного усилителя

На рисунке 1 показаны стандартные буферы операционных усилителей, неинвертирующие и инвертирующие.Из них наиболее распространенной является неинвертирующая конфигурация, и хотя она вызывает синфазные искажения (поскольку оба входа имеют одинаковое напряжение), это одна из наиболее часто используемых схем. Во многих проектах ESP используются неинвертирующие буферы, и они особенно распространены в схемах активных фильтров. Входной импеданс устанавливается R1 (100 кОм, хотя он может быть намного выше для некоторых операционных усилителей), и это параллельно входному сопротивлению операционного усилителя.

Соединения с нулевым смещением не являются обязательными и необходимы только в том случае, если необходимо поддерживать абсолютный уровень постоянного тока.Номера контактов и значение потенциометра различаются, поэтому необходимо обращаться к таблице данных, чтобы определить правильные соединения и номиналы для используемого операционного усилителя. В большинстве случаев нулевое смещение не требуется, особенно при использовании конденсаторной связи.

Минимизация смещения постоянного тока обычно не особенно важна для аудио, особенно когда напряжение питания превышает ± 5 В или около того, потому что имеется большой запас «запаса», и даже смещение в несколько сотен милливольт не является проблемой. Выходной конденсатор убирает постоянную составляющую, и все довольны.Однако, если вам действительно нужно небольшое смещение, это достигается за счет поддержания равного сопротивления постоянного тока от каждого входа к земле / земле. Это показано выше в инвертирующей схеме с обойденным резистором на землю от неинвертирующего входа. Его значение равно сопротивлению параллельных R1 и R2 — при условии, что сопротивление / импеданс источника равно нулю.

Резистор шунтируется конденсатором, поэтому тепловой шум резистора не добавляется к сигналу, тем самым уменьшая отношение сигнал / шум.Раньше такое расположение было очень распространенным, но большинство современных операционных усилителей достаточно хороши, чтобы позволить вам просто заземлить неиспользуемый вход (без последовательного сопротивления). В редких случаях необходимо обеспечивать баланс входного сопротивления, но если вы разрабатываете усилитель постоянного тока с высоким коэффициентом усиления, рекомендуется поддерживать одинаковое сопротивление на каждом входе.

1.1 — Конфигурация без инвертирования

Как отмечалось во введении, основным преимуществом неинвертирующей конфигурации является очень высокий входной импеданс.Даже если используются операционные усилители с биполярными входами, высокое входное сопротивление обычно влияет только на смещение постоянного тока. Конечно, есть измеримый входной импеданс, и если вам нужен импеданс больше, чем около 1 МОм, лучше использовать входной операционный усилитель на полевых транзисторах. Производители операционных усилителей не указывают входной импеданс напрямую, поскольку он зависит от того, как используется устройство. Они действительно определяют входной ток смещения, и его можно использовать для расчета смещения постоянного тока, которое вы получите при заданном входном сопротивлении относительно земли.Вы также можете использовать значение входного смещения для расчета приблизительного входного импеданса, но оно не всегда надежно по разным причинам.

Можно измерить входной импеданс, но это будет сложно. Самый простой способ — добавить сопротивление последовательно с генератором и регулировать его значение, пока уровень не упадет до половины (6 дБ). Если предположить, что импеданс генератора пренебрежимо мал (обычно от 50 до 600 Ом), входное сопротивление операционного усилителя будет таким же, как и последовательное сопротивление.Однако, поскольку операционный усилитель используется со 100% отрицательной обратной связью, даже довольно простой операционный усилитель, такой как RC4558, почти наверняка будет иметь входной импеданс в несколько МОм. В таблице данных указано типичное входное сопротивление 2 МОм, но, по моему опыту, это несколько пессимистично. Входной ток смещения составляет ~ 50 нА (номинал).

Если входное сопротивление превышает 1 МОм или около того, у вас возникнут серьезные трудности при проведении измерений. Ток смещения операционного усилителя может заставить его переместиться на шину питания, прежде чем вы сможете провести полезное измерение.Вы можете использовать резистор меньшего номинала и рассчитывать входное сопротивление на основе падения напряжения. Я объясню это подробно, так как для этого нужен только закон Ома и базовая математика, поэтому его легче запомнить …

Измерьте выход с нулевым сопротивлением последовательно со входом. Предположим, 1В RMS. Добавьте переменный резистор (например, потенциометр 1M) последовательно с входным выводом операционного усилителя и отрегулируйте
до тех пор, пока выходное напряжение не упадет до 900 мВ RMS. Если последовательное сопротивление (скажем) 500 кОм, вы знаете, что на резисторе падает 100 мВ, а на входе операционного усилителя доступно 900 мВ.
штырь.Убедитесь, что ваше измерение не включает какие-либо составляющие постоянного напряжения или тока.

I _дюйм = 100 мВ / 500 кОм = 200 нА
R _дюйм = 900 мВ / 200 нА = 4,5 МОм

Последовательное сопротивление не настолько велико, чтобы операционный усилитель насыщался (колеблется на любой шине питания), но его достаточно для достаточно точного измерения входного сопротивления операционного усилителя в нормальных рабочих условиях. Аналогичный метод используется для определения выходного импеданса, который мы рассмотрим позже в этой статье.

Обратите внимание, что некоторые операционные усилители будут качаться отрицательно, если входное сопротивление (резистор смещения операционного усилителя) слишком велико, а другие — положительно. Это зависит от того, использует ли входной каскад транзисторы PNP или NPN. Входные транзисторы PNP заставляют входное напряжение тянуться к положительному источнику питания, транзисторы NPN заставляют его тянуть к отрицательному источнику питания. Поскольку мы говорим о последователях, в неинвертирующем случае выход следует за входом.

Операционные усилители с полевым транзистором (JFET или CMOS) потребляют незначительный входной ток, например TL072 указан для типичного входного тока смещения 65 пА и входного сопротивления 10 ¹² Ом (1 ТОм).Любая попытка измерить такое высокое сопротивление обречена, потому что вы измеряете не резистор, а изолятор. Как правило, можно с уверенностью предположить, что большинство операционных усилителей с полевым транзистором имеют входное сопротивление, которое намного выше, чем вам когда-либо понадобится для большинства приложений. Утечка печатной платы может легко стать фактором задолго до того, как на нее повлияет сам операционный усилитель.

Конечно, будут ситуации, когда вашей схеме может потребоваться исключительно высокое входное сопротивление, и в этом случае потребуются специальные методы построения.В большинстве случаев схемы общего назначения (особенно аудио) не требуют импедансов намного больше пары мегомов, и сверхвысокие импедансы здесь не рассматриваются. Для тех, кому интересно, есть проект, показывающий предусилитель 1 ГОм (см. High Impedance Input Stages / Project 161 для получения дополнительной информации.

1.2 — инвертирование конфигурации

Инвертирующие буферные каскады операционного усилителя имеют несколько основных недостатков. Входное сопротивление задается входным резистором и резистором обратной связи.Оба они должны иметь одинаковое значение для буфера инвертирования единичного усиления. Не рекомендуется устанавливать очень высокие значения (> 100k), поскольку шум становится серьезной проблемой. В общем, использовать инвертирующий буфер для сигналов низкого уровня с высоким импедансом не рекомендуется из-за шума схемы. Входное сопротивление — это просто значение входного резистора, и его не нужно измерять.

Существует также преимущество, заключающееся в том, что входное синфазное входное напряжение близко к нулю, что обеспечивает минимальные синфазные искажения.Хотя это редко является проблемой для большинства приличных операционных усилителей, где искажения остаются на уровне, близком к неизмеримому, об этом следует знать. Это один из многих компромиссов, которые требуются во всех аспектах проектирования электроники — каждый недостаток обычно дает преимущество, но ни один из них не может иметь реальных последствий для большинства конструкций.

Инвертирующая конфигурация также имеет коэффициент усиления шума, равный 2, поэтому операционный усилитель вносит больше шума, чем неинвертирующий буфер, который имеет единичное усиление шума.Как упоминалось выше, есть преимущество в том, что искажения обычно ниже, потому что нет синфазного напряжения, и оба входа операционных усилителей находятся под напряжением, близким к нулю, независимо от входного сигнала (при условии двойного источника питания). Однако уменьшение искажений для большинства операционных усилителей, как правило, довольно мало, и использовать это как оправдание для отказа от использования неинвертирующего буфера было бы неразумно.

Что такое «усиление шума»? Если вы изучите конфигурацию инвертирующего буфера, вы увидите, что резисторы обратной связи и входные резисторы — это именно то, что вы ожидаете увидеть.
в неинвертирующем усилителе с коэффициентом усиления 2.Когда полное сопротивление источника низкое по сравнению с входным резистором, шум, следовательно, усиливается на 2, но сигнал
усиливается только на -1. Коэффициент усиления шума — это просто мера того, насколько шум усиливается по сравнению с сигналом. Это относится к всем инвертирующим операционным усилителям
ступени — коэффициент усиления шума равен усилению сигнала плюс 1.

Обычно (или использовалось как общее) включать резистор (показанный на Рисунке 1 как «Дополнительный») последовательно с положительным входом операционного усилителя на землю (R3). Значение зависит от того, связан ли вход по переменному или постоянному току. Если к входу подключен конденсатор, R3 будет иметь то же значение, что и сопротивление обратной связи (R2). Без крышки (соединение по постоянному току) R3 будет равно половине значения R1 и R2 — 50 кОм, как показано. Если R3 заменить замыканием на землю, смещение постоянного тока на выходе инвертирующего буфера будет около 13 мВ по сравнению с менее 1 мВ при использовании резистора. Конечно, это зависит от используемого операционного усилителя.

Таким образом, в то время как дополнительный резистор удаляет большую часть смещения постоянного тока входного каскада, резистор должен быть обойден конденсатором, чтобы минимизировать шум.Крышка байпаса должна быть достаточно большой, чтобы пропускать шум до самой низкой интересующей частоты. Если вам нужен отклик на 20 Гц, реактивное сопротивление конденсатора должно быть равно сопротивлению на одной десятой этой частоты — 2 Гц. Например, для резистора 50 кОм требуется колпачок байпаса 1,59 мкФ (используйте не менее 2 мкФ, как показано, 10 мкФ подойдет). Нереально ожидать, что конденсатор будет обходить шум 1 / f (также известный как «дробовой»), поэтому при измерении постоянного тока может возникнуть небольшая погрешность.

В большинстве новейших конструкций операционных усилителей резистор не требуется, особенно если операционный усилитель имеет клеммы с нулевым смещением.Для аудио он используется редко, потому что просто добавляет больше частей без какой-либо полезной цели. Выход всегда должен иметь емкостную связь, если только не требуется реакция на постоянный ток.

2 — Простые повторители дискретного эмиттера

Самый простой и известный повторитель напряжения — это эмиттерный повторитель, также известный как каскад с общим коллектором. Коллектор имеет потенциал заземления переменного тока, потому что он подключен к шине питания. Раньше они были очень распространены во всех типах аудиосхем, но почти во всех отношениях они работают очень плохо по сравнению с операционными усилителями.Входное сопротивление зависит от нагрузки, подключенной к выходу, поэтому вместо того, чтобы поддерживать заданное высокое входное сопротивление, оно меняется при добавлении, изменении или удалении нагрузки. Существует смещение 0,65 В постоянного тока от входа к выходу, и для этого требуется нагрузка постоянного тока от эмиттера до земли или шины питания (какая шина зависит от того, является ли транзистор NPN или PNP). Нагрузка чаще всего представляет собой резистор, но это приводит к асимметричности выходной мощности. Хотя он может подавать разумный ток через транзистор, его способность принимать по току зависит от номинала резистора.

Все простые цепи повторителя имеют небольшую потерю уровня, обычно обеспечивая выходной сигнал от 0,99 до 0,999 входного уровня, в зависимости от коэффициента усиления используемого транзистора (ов), топологии и импедансов источника и нагрузки. В отличие от операционных усилителей, входное и выходное сопротивление повторителей эмиттера взаимозависимы, поэтому изменение одного из них также меняет другое. Операционные усилители избегают этого, используя очень высокое внутреннее усиление и лотов обратной связи , поэтому, хотя некоторая взаимозависимость все еще существует, она обычно настолько мала, что вы не сможете измерить разницу.

Рисунок 2 — Повторители дискретного эмиттера (NPN и PNP)

Как показано выше, две схемы имеют эмиттерную нагрузку 1 кОм, а полное сопротивление внешней нагрузки не должно быть меньше 10 кОм, если требуется большой размах выходного напряжения. Если ожидаются более низкие импедансы нагрузки, R2 необходимо уменьшить, но это уменьшает входное сопротивление и увеличивает потребляемый ток покоя. При питании ± 15 В этот каскад с одним транзистором потребляет больше тока, чем от 3 до 5 операционных усилителей (в зависимости от типа), но при этом не работает и близко.Производительность обеих схем примерно одинакова, и вы даже можете использовать обе вместе с выходами, соединенными заглушками, чтобы создать дополнительный эмиттерный повторитель, как показано ниже.

При указанных значениях входное сопротивление транзистора (без учета резисторов смещения 100 кОм) составляет около 500 кОм без нагрузки, снижаясь до ~ 450 кОм при подключении нагрузки 10 кОм. Входное сопротивление — это примерно значение импеданса нагрузки параллельно с эмиттерным резистором, деленное на коэффициент усиления транзистора (h FE из 500 в моей модели) и параллельно входному резистору смещения (R1). Из-за тока смещения транзистора на R1 падает 1,8 В (ток базы 18 мкА) и немного больше -2,5 В на эмиттере из-за типичного 700 мВ между базой и эмиттером кремниевого транзистора.

В большинстве схем, показанных здесь, используется двойной источник питания, но когда доступен только один источник питания, эмиттерный повторитель должен быть смещен, чтобы эмиттер находился примерно на половине напряжения питания. Далее показано наиболее распространенное расположение. Как вы можете видеть из показанных напряжений, эмиттер Q1 имеет немного больше 6 В, а не оптимальные 7.5В. R1 необходимо уменьшить до 69 кОм, чтобы получить оптимальную точку смещения, но до тех пор, пока уровень сигнала никогда не превышает пару вольт (RMS), использование двух одинаковых резисторов вполне нормально.

Рисунок 3 — Методы смещения одинарного предложения

Важно понимать, что использование двух резисторов, показанных на (а), снижает входное сопротивление. Теперь это R1 параллельно с R2, параллельно входному сопротивлению транзистора. Здесь использовались резисторы равного номинала, чтобы продемонстрировать, что напряжение на эмиттере будет меньше желаемого.Сниженного входного импеданса можно избежать, используя резисторы более высокого номинала или вторую схему смещения, используя шунтируемый делитель напряжения в качестве источника смещения. Вторая версия имеет то преимущество, что шум источника питания не передается на базовую цепь. Делитель напряжения (R1 и R2) преднамеренно разбалансирован, чтобы получить почти половину питания на эмиттере.

Рисунок 4 — Резистор смещения с начальной загрузкой

Существует множество вариантов схем смещения, включая прямое соединение базы эмиттерного повторителя с выходом предыдущего каскада.Существует также метод, известный как самонастройка, при котором сигнал эмиттера возвращается к центральному отводу делителя напряжения, как показано выше — C2 подключается к эмиттеру, а не к земле. Этот трюк увеличивает сопротивление за счет положительной обратной связи. Обеспечивая, чтобы напряжение переменного тока на каждом конце R3 было почти одинаковым, его кажущееся сопротивление для переменного тока увеличивается как минимум на порядок, но условия постоянного тока не затрагиваются.

Входной импеданс эмиттерного повторителя с начальной загрузкой составляет около 340 кОм, поэтому должно быть очевидно, что R3 мало влияет на вход переменного тока.Разумеется, сопротивление постоянному току все еще равно 100 кОм, поэтому падение напряжения, вызванное током базы транзистора, не изменяется. Таким образом бутстреппинг используется очень давно, и его можно применять даже к схемам клапана.

У начальной загрузки есть несколько недостатков, во-первых, усиление усиления на 2 дБ при 1,5 Гц при указанных значениях. Фактически, довольно странный фильтр верхних частот от 8 до 9 дБ / октава создается комбинацией C1, C2 и связанных резисторов, и он имеет более высокий, чем ожидалось, Q (« коэффициент качества »), который создает пик, прежде чем он начинает скатиться. Эффект (и добротность) этого фильтра зависит от импеданса источника, поэтому он может быть непредсказуемым в «реальных» приложениях. При высоком импедансе источника величина усиления уменьшается, а при импедансе источника 100 кОм (на Рисунке 4) никакого усиления не происходит. Низкочастотная характеристика простирается до уровня чуть ниже 1 Гц (-3 дБ) с источником 100 кОм. Этот вопрос редко поднимается в большинстве статей, с которыми вы можете столкнуться, но это может быть ловушка, если вы не знаете о потенциале «интересных» низкочастотных эффектов.

Во-вторых, поскольку схема начальной загрузки использует положительную обратную связь, это вызовет переходную нестабильность при изменении постоянного тока на входе. Другая проблема, которая возникает, заключается в том, что схема может иметь значительное время установления, поэтому после подачи питания вам, возможно, придется подождать несколько секунд (или больше, в зависимости от значений компонентов), прежде чем условия постоянного тока станут стабильными. Это также связано с использованием положительной обратной связи, которая вызывает затухающие низкочастотные колебания с частотой, определяемой номиналами используемых резистора и конденсатора.

Важно построить схему и протестировать ее с помощью своего приложения, прежде чем вы решите, что использование входной схемы с самозагрузкой является лучшим вариантом. Из-за положительной обратной связи импеданс зависит от частоты сигнала, а также зависит от емкости транзистора Миллера, а также от любой паразитной емкости, ограничивая входной импеданс на более высоких частотах.

Хотя показано с одним источником питания, самонастройка может применяться к любому варианту, показанному в этой статье (включая JFET и операционные усилители).Для схем, использующих двойные источники питания, требуется только один резистор для заземления и один для базы (два резистора вместо трех), при этом колпачок начальной загрузки подключен к их соединению. Это позволяет при желании уменьшить значение входного резистора для уменьшения смещения постоянного тока. Резисторы не обязательно должны быть одинакового номинала, но чтобы точно увидеть, что происходит с любой данной схемой, необходимо построить и протестировать ее или, по крайней мере, запустить моделирование (что обычно очень близко к реальности).

Рисунок 5 — Повторитель дискретного эмиттера с заземлением

Показанная выше версия слишком интересна, чтобы ее опустить.У него много ограничений, но, несмотря на то, что он используется в качестве входного каскада для некоторых ИС с однополярным питанием, где вход может включать заземление (например, LM358, LM386 и некоторые другие). Хотя это может показаться невозможным, схема действует как обычный эмиттерный повторитель с входом переменного тока, который связан с землей. Максимальное напряжение на входе может составлять около ± 600 мВ, несмотря на отсутствие отдельного источника отрицательного напряжения коллектора. Схема основана на напряжении перехода база-эмиттер, чтобы обеспечить достаточный перепад напряжений между коллектором и базой, чтобы транзистор мог нормально функционировать.

Схема — особый случай, но может быть очень полезной. Он может быть связан по постоянному току, как показано, или с конденсатором, как с другими схемами, описанными здесь. Когда между источником и входом используется соединительный колпачок (показан на рисунке пунктиром), базовое напряжение будет расти в зависимости от усиления транзистора и сопротивления эмиттера. При 100 кОм (и при использовании транзистора с h FE около 420 для BC559C) базовое напряжение вырастет примерно до 2,7 В, что обеспечивает значительно более высокое входное (и выходное) напряжение примерно ± 2.6 В (1,9 В RMS). Как и с большинством других схем, показанных здесь, вам нужно будет поэкспериментировать. В общем, я не был бы доволен входным сигналом более 700 мВ RMS даже с конденсаторной связью, потому что в противном случае изменения параметров транзистора могут легко вызвать проблемы.

Рисунок 6 — Дополнительный повторитель эмиттера

За счет использования пары эмиттерных повторителей противоположной полярности, как показано здесь, общее смещение постоянного тока сводится к минимуму, уменьшаясь до 100–150 мВ, а не более 2 В, как в случае одиночных каскадов. Производительность аналогична парам Дарлингтона и Шиклай, показанным ниже. Дополнительный резистор (R2, 10 кОм) помогает заставить Q1 потреблять достаточно тока, чтобы обеспечить достаточно высокий коэффициент усиления, а без него схема вообще не будет работать, потому что Q2 не имеет пути для тока базы. Игнорируя напряжение смещения базы, эмиттер Q1 будет на -600 мВ, и это смещено на напряжение смещения база-эмиттер Q2 (700 мВ). Они никогда не отменится идеально, потому что транзисторы работают с разными токами, а смещение постоянного тока на базе Q1 не компенсируется, поэтому часть его также появляется на выходе.

Рисунок 7 — Дополнительный (двухтактный) эмиттерный повторитель

Эта схема имеет то преимущество, что входной ток смещения минимален, и если бы транзисторы были идентичными, они бы идеально сбалансировались. Многие «симметричные» усилители используют аналогичный входной каскад, но истинная симметрия не достигается, потому что транзисторы NPN и PNP никогда не будут идеально согласованы с . Входное сопротивление для показанной схемы составляет около 150 кОм (не включая R1), а входной ток смещения немного превышает 3 мкА, что значительно лучше, чем у одиночного транзистора, как показано на рисунке 2.Его преимущество состоит в том, что выходной привод симметричен, поэтому он может (почти) одинаково хорошо передавать и потреблять ток. Однако (и, несмотря на внешний вид) схема не может подавать очень низкие импедансы на полную шину питания. При показанных значениях он может обеспечивать нагрузку до ± 30 мА с искажением около 0,5%.

Есть много операционных усилителей, которые могут работать намного лучше, и им не требуются два выходных конденсатора — часто можно обойтись без использования выходной конденсатора.

3 — Использование пар Дарлингтона и Шиклая

Для увеличения входного импеданса можно использовать пару Дарлингтона.Это обеспечивает более высокий общий коэффициент усиления и лучшую линейность, но увеличивает смещение постоянного тока на выходе. В гораздо лучшей схеме используются транзисторы NPN и PNP в паре дополнительной обратной связи (также известной как Sziklai). Эта схема имеет внутреннее усиление, аналогичное Дарлингтону, поэтому в обоих случаях входное сопротивление увеличивается, а выходное сопротивление и искажения уменьшаются. С дополнительной парой также уменьшается смещение постоянного тока на выходе. Схемы показаны ниже.

Рисунок 8 — Последователи эмиттера пары Дарлингтона и Шиклая

Однако у этих устройств есть небольшая проблема, заключающаяся в том, что первый транзистор (Q1) работает с очень низким током, и это ограничивает эффективность пары транзисторов в обеих схемах.При работе с низким током коэффициент усиления транзистора падает, и это иногда отображается в таблице данных, хотя часто это не показано для чрезвычайно низкого тока (несколько десятков микроампер). Эту проблему частично можно обойти, добавив резистор, обозначенный как R2 (10 кОм), который заставляет Q1 работать при немного более высоком токе, чем в противном случае. Входное сопротивление обычно увеличивается до 4 МОм, хотя на более высоких звуковых частотах оно падает. У Darlington более высокий входной импеданс, но он падает быстрее с увеличением частоты и примерно такой же, как у пары Sziklai на 20 кГц.На характеристики ВЧ влияет внутренняя емкость (в основном, от коллектора к базе).

Из этих двух я предпочитаю пару Sziklai. Он имеет более низкое смещение постоянного тока на выходе (что немного улучшает симметрию), но имеет определенную «элегантность», которой не хватает в паре Дарлингтона. Небольшое количество локальной обратной связи, присущее этой топологии, также помогает уменьшить искажения (хотя и незначительно). Из-за очень высокого коэффициента усиления транзистора коэффициент усиления по напряжению очень близок к единице — ожидайте как минимум 0.999 с указанными значениями.

4 — Добавление текущих источников

Показанные схемы имеют резистор для подачи тока на эмиттерный повторитель. Это дешево, но не обеспечивает наилучшей линейности, поскольку ток транзистора постоянно изменяется в зависимости от приложенного сигнала. Например, с резистором 1 кОм, как показано, ток транзистора изменяется на 1 мА при каждом изменении напряжения эмиттера на вольт. Транзисторы демонстрируют наилучшую линейность, когда ток через них постоянный, но это не тот случай, если для установки тока эмиттера используется резистор.

Источник тока улучшит стабильность рабочего тока, но это не панацея. Нагрузке также требуется ток, и это вызывает изменение тока эмиттера (что приводит к соответствующему изменению r _и и внесению некоторого искажения), но это изменение обычно — и в идеале — намного меньше, чем при использовании резистора. К сожалению, добавление текущего источника также увеличивает общую сложность и увеличивает количество компонентов. Это делает использование дискретных схем менее привлекательным.

Рисунок 9 — Использование источника тока в качестве эмиттерной нагрузки

Источник тока может использоваться с простым эмиттерным повторителем (один транзистор) или с парными версиями Дарлингтона и Шиклая. Цепь источника тока может быть привязана к положительному или отрицательному источнику питания (последнее показано), что позволяет использовать ее с эмиттерными повторителями PNP или NPN соответственно. Он также работает с полевыми транзисторами и полевыми МОП-транзисторами, но с ними только улучшает линейность — входное сопротивление не изменяется.Величина тока через источник зависит от импеданса нагрузки, и для цепей с малым сигналом должна быть не менее 5 мА — показанная цепь работает при 15 мА, чтобы соответствовать другим, описанным в этой статье. 15 мА позволит вам подавать размах до 20 В на нагрузку 1 кОм, используя источники питания ± 15 В. Однако вы заметите, что ток транзистора все равно может упасть до нуля, если ожидается слишком большой выходной ток от источника тока. В этом случае необходимо увеличить ток источника.

Хотя определенно наблюдается уменьшение искажений по сравнению с резисторной нагрузкой, в большинстве случаев вполне вероятно, что дополнительная сложность не оправдана. Это особенно верно, если пиковый уровень сигнала не превышает примерно 1/2 напряжения питания (± 7,5 В на рисунке 6). В этих условиях искажения могут быть уменьшены на порядок, с 0,05% до 0,005%, но все же намного выше, чем у менее дорогих операционных усилителей.

Многие маломощные усилители класса A используют этот метод, и ток источника должен равняться максимальному пиковому току громкоговорителя, обычно до 2.5 А или около того для усилителя 20 Вт / 8 Ом. Когда ожидается высокий выходной ток, обычно невозможно предусмотреть большой запас прочности по току. Однако в условиях слабого сигнала легко гарантировать, что ток транзистора эмиттерного повторителя изменяется не более чем примерно на ± 20% или около того. Чем меньше изменение тока, тем выше линейность. Это при условии, что ток находится в пределах номинальных значений устройства — использование более высокого тока, чем необходимо, может легко ухудшить производительность.

5 — Алмазный буфер

Популярной схемой является так называемый «алмазный буфер», в котором используются четыре транзистора. Входное сопротивление показанной версии составляет 500 кОм, а смещение постоянного тока на выходе составляет около 145 мВ в моей модели. Входной ток смещения менее 2 мкА. Он может одинаково хорошо передавать и потреблять ток, а выходное сопротивление составляет около 10 Ом. Из-за двухтактной компоновки он работает в классе AB, а ток покоя составляет менее 4 мА — это значительно лучше, чем у простого эмиттерного повторителя, особенно если учесть его выходную мощность (он может управлять нагрузкой 100 Ом до пиковое значение более ± 10 В).

Схема, по-видимому, в основном связана с (теперь устаревшим) буфером National Semiconductor LH0002, который имеет схему, по существу идентичную показанной ниже, но с некоторыми изменениями номинала резистора. В таблице данных указано искажение в 0,1%, что приемлемо, но, конечно, не для «обычных» операционных усилителей. Он был разработан для использования с операционным усилителем с буфером, включенным в контур обратной связи операционного усилителя.

Рисунок 10 — Алмазный буфер

С точки зрения площади печатной платы это нехорошо — 4 транзистора, 4 или 5 резисторов (в зависимости от источника сигнала) и большой выходной конденсатор, позволяющий управлять нагрузками с низким импедансом.Однако очень мало операционных усилителей могут приблизиться к нему по выходному току, поэтому стоит подумать, если у вас особенно низкий импеданс нагрузки. Помимо высокого выходного тока, он не приближается к операционному усилителю по входному сопротивлению, выходному сопротивлению или искажениям, поэтому, если вам действительно не нужно иметь возможность управлять нагрузками 100 Ом (например), его, вероятно, лучше избегать. .

Имейте в виду, что если показанная схема используется внутри контура обратной связи операционного усилителя, она может быть нестабильной из-за высокочастотного фазового сдвига внутри схемы.Это менее вероятно с интегральной схемой, поскольку ее можно оптимизировать, а все пути прохождения сигнала очень короткие. Для тех, кто думает, что операционные усилители каким-то образом «портят» звук (подсказка: это не так), алмазный буфер может быть привлекательным, но в наши дни это следует рассматривать как диковинку.

6 — Буферы полевых транзисторов

Самым большим преимуществом использования JFET (или MOSFET) является то, что они имеют чрезвычайно высокий входной импеданс, ограниченный только их входной емкостью и небольшой величиной утечки.Практически во всех остальных отношениях они уступают биполярным транзисторам, но если вам нужно входное сопротивление более 10 МОм, то вам, вероятно, понадобится полевой транзистор. Там, где биполярный эмиттерный повторитель имеет «усиление» около 0,99, полевой транзистор будет намного хуже. Моделирование с использованием полевого транзистора BF245C и полевого МОП-транзистора 2N7000 показывает, что коэффициент усиления полевого транзистора составляет 0,903, а полевого МОП-транзистора — 0,986, что значительно лучше. Обратите внимание, что схемы, показанные ниже, не оптимизированы, и я использовал то же значение резистора источника, которое использовалось для эмиттера в версиях BJT выше. В идеале полевые транзисторы JFET должны работать при более низком токе, и они не могут управлять низкими импедансами так же, как биполярные транзисторы.

На схемах показан полевой транзистор с одинарным и двойным питанием. Когда используется однополярный источник питания, необходим дополнительный резистор (R2) для правильного смещения полевого транзистора, который обычно будет шунтироваться (C2) для переменного тока. Это соединение, естественно, обеспечивает загрузку входного резистора (R1), а включение C2 улучшает входное сопротивление. Если C2 не указан, входное сопротивление составляет около 2.6 МОм, возрастает до 4,2 МОм при включении C2. C2 также имеет небольшое влияние на усиление и выходное сопротивление. Когда он установлен, полевой транзистор видит немного меньшее сопротивление у источника, поэтому усиление и выходное сопротивление немного уменьшаются.

Искажение для полевого транзистора с двойным питанием составляет 0,1%, а для полевого МОП-транзистора — 0,028%, опять же, лучший результат. Однако входная емкость MOSFET намного выше, чем JFET, и входное сопротивление обоих падает с увеличением частоты. При измерении на частоте 1 кГц полевой транзистор JFET имеет сопротивление 245 МОм, а полевой МОП-транзистор — всего 32 МОм.Эти значения значительно выше на более низких частотах, и наоборот. На частоте 10 кГц сопротивление JFET составляет 24 МОм, а сопротивление MOSFET — 3,3 МОм.

Рисунок 11 — Последователи источников JFET и MOSFET

Хотя эти цифры довольно приличны, TL072 (операционный усилитель с очень низким входным транзистором на полевых транзисторах по современным стандартам) показывает входное сопротивление 1 ТОм (в симуляторе и как показано в таблице данных) от постоянного тока до значений, значительно превышающих обычные звуковые частоты, без каких-либо ограничений. потеря импеданса до более чем 200 кГц, снижение до 900 ГОм на 1 МГц.Нет, я тоже в это не верю, но это измерено на том же симуляторе, что и два типа полевых транзисторов. Хотя это несколько оптимистично, это, вероятно, не так уж и далеко, как вы можете себе представить. Создав предусилитель с входным импедансом 1 ГОм с использованием TL072, я могу подтвердить его производительность в звуковом диапазоне и как минимум на 50 кГц (дальше я не измерял).

Выходной импеданс ведомого устройства JFET действительно не о чем писать. Для версии с одним источником питания выходной импеданс составил 197 Ом, а для версии с двумя источниками питания я измерил 133 Ом — оба значения менее чем впечатляющие.MOSFET снова работает намного лучше при сопротивлении всего 25 Ом, и это сравнимо с биполярным транзистором, управляемым от источника со средним сопротивлением (около 10 кОм).

Производительность повторителей JFET можно значительно улучшить, используя источник тока вместо истокового резистора и добавив эмиттерный повторитель BJT. Это увеличивает коэффициент усиления до величины, близкой к единице, и обеспечивает гораздо более низкий выходной импеданс. Эти варианты не показаны полностью, но версия на Рисунке 12 работает значительно лучше, чем его эквивалент с двойным питанием на Рисунке 11 выше, даже без добавленного конденсатора начальной загрузки.

Постоянные читатели сайта ESP, вероятно, знают, что я редко указываю JFET для чего-либо, где существует жизнеспособная альтернатива. Для этого есть несколько причин, главная из которых заключается в том, что их рабочие характеристики чрезвычайно изменчивы. Два полевых транзистора, даже из одной производственной партии, редко даже будут похожи, а параметрический выбор утомителен. Не помогает то, что многие из полевых транзисторов, которые раньше были обычными, теперь очень трудно достать, а некоторые из лучших устройств (особенно типы с низким уровнем шума) практически недоступны.Это делает их довольно непривлекательными для чего-то большего, чем обычные задачи, которые часто можно решить с помощью биполярного транзистора за гораздо меньшую стоимость.

Однако нельзя отрицать, что полевой транзистор обеспечивает очень высокий входной импеданс, и только для этого они иногда являются единственным разумным выбором, если операционный усилитель на входе полевого транзистора по какой-то причине не может использоваться. Если вам понадобится хороший высокочастотный отклик, последователи истока JFET могут выиграть от начальной загрузки, но в отличие от примера, показанного для эмиттерного повторителя BJT, сток настраивается для уменьшения спада, вызванного емкостью Миллера JFET между стоком и затвором. .Если на затворе и стоке имеется одинаковое напряжение, это означает, что емкость между ними эффективно нейтрализуется до тех пор, пока не произойдет значительный фазовый сдвиг (более 45 °). В моем моделировании это происходит на частоте 197 кГц.

Рисунок 12 — JFET с загрузочным стоком

При импедансе источника 10 МОм отклик без C2 составляет -3 дБ только при 22 кГц. При добавлении C2 частота увеличивается до 215 кГц — почти на порядок. Последователь BJT необходим для обеспечения низкого выходного импеданса и минимизации нагрузки на JFET, а без него самонастройка не будет работать.Тот же метод работает и с MOSFET, и улучшение может быть не менее значительным. Это несколько необычное применение принципа начальной загрузки, и хотя может показаться, что она похожа на систему начальной загрузки, используемую во многих усилителях мощности, на самом деле это совсем другое и служит совершенно другой цели.

Вход также может быть загружен таким же образом, как показано с эмиттерными повторителями (и как показано выше в базовой форме), и вы можете использовать два метода начальной загрузки на одной и той же схеме, если вам нужно.Самоуправляемый входной резистор имеет то преимущество, что сопротивление (R1) может иметь сравнительно низкое значение (возможно, 10 МОм), при этом обеспечивая чрезвычайно высокий импеданс для источника. Естественно, такие же предостережения касаются времени установления и возможности нежелательного повышения низких частот.

Обратите внимание, что любая форма «истинной» схемы начальной загрузки может работать только для сигналов переменного тока. Поскольку используется конденсатор, цепи постоянного тока с самонастройкой невозможны. Подобные методы можно использовать для DC, но они будут активными (т.е. используя транзисторы, операционные усилители и т. д.) и значительно сложнее.

7 — «Идеальный» дискретный повторитель

Одна схема, которая работает на удивление хорошо, показана ниже, хотя сейчас она очень устарела и не приближается к производительности операционного усилителя. Базовая топология — это топология дискретного операционного усилителя, но упрощенная до минимума. В исходной статье Wireless World также была показана альтернативная версия, но она не работает должным образом, поэтому не была включена в мой анализ.Я видел альтернативную версию в другом месте, но она все еще работает не так хорошо, как показанная здесь, без значительной дополнительной сложности.

Рисунок 13 — «Идеальный» повторитель напряжения

Схема работает с использованием Q1 и Q2 в качестве стандартной пары с длинным хвостом, но 100% отрицательная обратная связь применяется к инвертирующему входу непосредственно с коллектора Q3. Выходное сопротивление очень низкое и составляет 0,85 Ом, а размах выходного напряжения ограничен до +15 В и -13,5 В, поэтому оно может качаться на положительную шину, но не на отрицательную.При входном напряжении ± 10 В (7,07 В RMS) искажение составляет 0,06% без нагрузки и не меняется при нагрузке 10 кОм. Импеданс нагрузки действительно изменяет максимальный отрицательный размах, потому что он ограничен током, который может проходить через R4.

Хотя это интересно (и в некоторых отношениях он работает немного лучше, чем «алмазный буфер», показанный выше), на самом деле в этом нет никакого смысла, потому что даже «обычные» операционные усилители его превзойдут. Хотя он показан с конденсатором 100 пФ, подключенным параллельно R2, это может не понадобиться.Согласно симулятору, частота отклика превышает 60 МГц, хотя вряд ли это будет достигнуто на практике. Тем не менее, его будет на превзойти почти все операционные усилители с точки зрения частотной характеристики, так что он все еще имеет потенциальное место в мире.

Рисунок 13A — «Идеальный» повторитель напряжения с использованием полевых МОП-транзисторов

Для полноты, версия MOSFET показана выше. Устройства 2N7000 не очень тихие, поэтому шум будет проблемой при низких уровнях сигнала.Напряжение смещения можно уменьшить, изменив значение R2. Как показано (и смоделировано), смещение составляет 10 мВ, и его можно уменьшить почти до нуля, сделав R2 около 250 Ом. На самом деле полевые МОП-транзисторы не будут согласованы, поэтому фактическое значение смещения нуля изменится — возможно, значительно. Полевые МОП-транзисторы должны находиться в тесном тепловом контакте, но даже это не гарантирует низкого и стабильного напряжения смещения. Без соединительных крышек отклик простирается от постоянного тока до более 1 МГц, а искажение (моделируемое) меньше 0.03%.

Также можно использовать полевые транзисторы

JFET, но значения компонентов необходимо изменить для получения надлежащих рабочих условий. Во всех цепях, использующих пару с длинными хвостовиками, ток через каждое устройство должен быть одинаковым. Например, в схеме на Рисунке 13A хвостовой ток (через R3) составляет около 6,2 мА, поэтому каждый полевой МОП-транзистор (или JFET) должен потреблять 3,1 мА. Баланс достигается за счет изменения значения R2.

8 — Катодный повторитель

На заре электроники клапан (он же вакуумная трубка) был единственным вариантом.В отличие от транзисторов и полевых транзисторов, клапаны имеют один базовый формат — примерно эквивалент N-канального JFET. Дополнительной версии не было / не было, поэтому варианты были ограничены. Клапаны были тогда (и сейчас) дорогими, и им нужен довольно большой ток, чтобы довести катод или нить накала до рабочей температуры. Поскольку никакая из этой энергии не может использоваться самой схемой, она тратится впустую — еще один расход.

По своей природе клапаны имеют высокий выходной импеданс, который почти полностью определяется пластиной (анодом) и нагрузочными резисторами.Внутреннее сопротивление пластины (r _P ) также играет роль, но обычно не считается «значительным» для приложений с малыми сигналами. Чтобы обойти это, использовалась схема катодного повторителя, которая была необходима во многих схемах, потому что без нее выходное сопротивление было слишком высоким, чтобы быть полезным.

Катодные повторители долгое время были плохо изучены, и было написано множество статей, в которых пытались объяснить их работу инженерам того времени. ^[3] .Проще говоря, напряжение между сеткой и катодом будет пытаться оставаться постоянным, и если напряжение сетки увеличивается, клапан будет потреблять больше тока от источника питания, повышая напряжение на катоде на аналогичную (но немного меньшую) величину. Обратное верно, когда напряжение сети снижается.

Клапаны имеют очень ограниченное усиление по сравнению с биполярными транзисторами, и было принято считать, что усиление катодного повторителя составляет около 0,9 (по сравнению с 0,98 или более с транзистором или полевым МОП-транзистором).Также примечательно, что попытка использовать тетроды или пентоды не имеет никакого значения, потому что и пластина, и экран находятся под напряжением B +, и клапан будет вести себя как триод (сетка экрана привязана к пластине, которая является триодным соединением).

Рисунок 14 — Катодные толкатели клапана

A) показан катодный повторитель с входным конденсатором (C1a) и резисторами смещения (R1a и R2a), который работает как автономная схема с входом от любого подходящего источника. Во многих случаях катодные повторители просто напрямую подключаются к анодной цепи предыдущего каскада, как показано на B).Это устраняет необходимость в C1a, R1a и R2a и не имеет недостатков, но сохраняются три компонента. Однако всегда нужно быть осторожным с цепями клапана, так как легко превысить максимально допустимое напряжение между катодом и нагревателем, потому что нагреватели почти всегда связаны с землей. Если напряжение будет превышено, клапан может быть поврежден, но даже если он выживет, он может не работать должным образом.

Между катодным повторителем клапана и его современным эквивалентом JFET или MOSFET есть несколько отличий.У клапана рабочее напряжение, импеданс и искажения выше, а коэффициент усиления и ток ниже. Обычно используется только один источник питания. Не было (почти) никогда не было необходимости в двойном источнике питания с вентильными цепями, хотя это можно было сделать, если бы вы захотели — и это было сделано в ранних операционных усилителях на основе вентилей. Расчетный ток для показанного катодного повторителя составляет около 2,6 мА, поэтому, например, клапан может быть 1/2 от 12AT7 или 12AU7. Если вы хотите использовать 12AX7, ток необходимо уменьшить, потому что они предназначены для работы с низким током (обычно не более 1. 5 мА).

Обратите внимание, что R2a можно обойти, и, как и в схеме JFET с однополярным питанием, показанной выше, входной резистор (R1a) эффективно самонастраивается. Из-за низкого усиления клапанов увеличение импеданса не так велико, как можно было бы надеяться. В отличие от полевых транзисторов JFET, существует определенный предел для верхнего значения резистора сетки, который в значительной степени определяется используемыми материалами и геометрией внутренней структуры клапана. Если значение резистора слишком велико, клапан попытается смещаться, поскольку сетка собирает паразитные электроны.Это называется «утечкой через сетку» или «контактным» смещением, и обычно используется резистор от 2,2 до 10 МОм или около того. Незначительный ток (обычно менее 1 мкА) вызывает развитие напряжения на сеточном резисторе (отрицательное на сетке), которое смещает клапан. В общем, смещение утечки в сети довольно непредсказуемо и, как правило, является плохой идеей, и его следует избегать.

Если вы хотите узнать больше о схемах клапана в целом, см. Страницу «Указатель клапанов ESP».

9 — Последователь полевого МОП-транзистора высокого напряжения

Вместо использования катодного повторителя для буферизации выходного сигнала каскада клапана лучше использовать полевой МОП-транзистор высокого напряжения.Они намного дешевле клапанов, не требуют питания нагревателя и обладают более высокой производительностью. Выходное сопротивление также будет намного ниже, а выходной ток — выше, потому что вы можете использовать полевой МОП-транзистор с более высоким током покоя, чем может безопасно выдержать большинство клапанов. Небольшой радиатор обычно требуется, если рассеиваемая мощность превышает 0,5 Вт или около того (или МОП-транзистор может быть термически соединен с прохладной частью корпуса с помощью силиконовой термопрокладки). Подходящие устройства включают показанный IRF830, IRF820, IRF840, STF3NK80Z и т. Д.

Чрезвычайно важно, чтобы любой повторитель MOSFET, используемый после каскада усиления клапана, имел хорошую защиту для следующих схем. Когда подключен B + (высокое напряжение), выходное напряжение повысится до полного напряжения B +, пока катод клапана не нагреется, и это может повредить все, что подключено к выходу. Конденсатора недостаточно — вам необходимо включить сопротивление и схему ограничения стабилитрона, чтобы выходное напряжение не могло превышать ± 10 В или около того (при условии, что следующая схема основана на транзисторе или операционном усилителе).

Катодные повторители довольно обычны с точки зрения приводных характеристик, выходного сопротивления и линейности. При использовании на скромных уровнях сигнала (до 5 В RMS или около того) MOSFET будет намного превосходить производительность, которую вы можете разумно ожидать от клапана. Вы можете ожидать, что емкость затвора (C GS ) вызовет хаос, но она эффективно загружается самим источником. Для показанной схемы частота -3 дБ должна быть не менее 100 кГц (при условии, что клапан имеет небольшой спад на высоких частотах или не имеет его вообще).

Рисунок 15 — Последователь полевого МОП-транзистора

Номиналы катодного резистора клапана и байпасного конденсатора (R2 и C1) не показаны, потому что они зависят от используемого клапана, а указанные напряжения являются типичными. При указанных значениях резистора MOSFET выход переменного тока MOSFET-повторителя составляет около 0,98 входного сигнала, что значительно лучше, чем у катодного повторителя в этом отношении. Без R4 практически нет потери сигнала, но также нет ограничения по току. Предельный ток составляет около 25 мА с резистором 330 Ом.Это обеспечивает более чем достаточную мощность для следующих этапов, но ограничивает ущерб, который может быть нанесен с помощью высоких уровней сигнала.

Выходное сопротивление составляет 330 Ом и почти полностью основано на значении R4. Если R5 составляет 22 кОм, как показано, он должен быть рассчитан как минимум на 1 Вт, а для полевого МОП-транзистора требуется небольшой радиатор, потому что он будет рассеивать чуть более 700 мВт при питании 250 В. Увеличьте значение R5, если вам не нужна емкость, обеспечиваемая исходным резистором 22 кОм. Если вы измените значение R5, выходное сопротивление не изменится, но способность передавать сигнал высокого уровня на низкий импеданс снижается.Схема выше может обеспечить более 5 В RMS при сопротивлении нагрузки 2,2 кОм.

Линейность потенциально может быть дополнительно улучшена за счет включения нагрузки источника тока для полевого МОП-транзистора, но для большинства приложений это не обязательно. Дополнительное усложнение вряд ли принесет какую-либо ощутимую пользу, и, если все сделать неправильно, может принести больше вреда, чем пользы. См. Проект 167 для получения дополнительной информации о защите следующих этапов, а также схему отключения звука, которую можно добавить.

Большинство постоянных читателей знают, что я не фанат использования «вертикальных» полевых МОП-транзисторов (полевых транзисторов HEXFET или других типов переключения) для линейных схем.Это исключение, потому что они хорошо подходят для использования повторителей, работающих при высоких напряжениях. Они почти слишком совершенны для этой роли, но, по крайней мере, вы будете знать, что любые искажения происходят преимущественно от предыдущей стадии клапана. Моделируемые искажения составляют менее 0,01% при выходном среднеквадратичном напряжении 7 В и нагрузке 22 кОм. На катодный толкатель будет трудно даже приблизиться, независимо от используемого клапана.

В качестве примечания, вы можете удалить многие из защитных частей, если ведомый полевой МОП-транзистор используется для управления тональным стеком (в гитарном усилителе) или используется внутри с другими лампами.Например, повторители MOSFET идеально подходят для управления сетками выходных клапанов, обеспечивая гораздо большую стабильность смещения. У них также нет проблем с положительным управлением сетями (класс AB2), что может иметь некоторые явно неблагоприятные последствия при использовании схемы привода клапана. Стабилитрон и резистор затвора являются обязательными, но ограничительный резистор (R4) и стабилитроны не требуются. Защита предназначена для того, чтобы не дать каскаду (-ам) клапана разрушить транзисторное оборудование (включая операционные усилители).

10 — Измерение выходного импеданса

Часто очень сложно измерить выходное сопротивление.Это особенно верно, когда выходное сопротивление чрезвычайно низкое, потому что ваши измерения будут включать потери в измерительных выводах и полагаться на точное измерение небольших изменений напряжения. Сначала измерьте выходное напряжение без нагрузки, затем примените нагрузку с известным сопротивлением и снова измерьте напряжение. В большинстве цепей используемое напряжение должно быть небольшим, иначе цепь будет искажаться, что, конечно, испортит измерение.

Для большинства схем, описанных здесь, вы можете использовать напряжение 1 В RMS, а сопротивление нагрузки должно быть таким, чтобы выходное напряжение упало на измеримую величину (около 100 мВ обычно нормально).Обратите внимание, что это , а не , будет работать с операционным усилителем, потому что выходное сопротивление исключительно низкое (обычно значительно ниже 1 Ом), но возможности по току ограничены.

Очень важно, чтобы вы понимали, что у вас может быть низкий выходной импеданс, но не способность управлять внешней нагрузкой на полное напряжение. Это два разных параметра, и один не подразумевает другого. Схема может быть спроектирована так, чтобы иметь высокое выходное сопротивление, но подавать большой ток, или иметь низкий выходной импеданс, но подавать только небольшой ток (например, операционный усилитель).Точно так же схема может быть спроектирована так, чтобы иметь низкий выходной импеданс и управлять большим током, и усилитель мощности звука является прекрасным примером этого.

Хотя процедура, показанная ниже, предполагает падение напряжения 100 мВ и выходное напряжение холостого хода 1 В, вам необходимо заменить фактических значений , которые вы используете. Не всегда возможно подать 1 В на нагрузку, достаточно низкую для получения измеримой разницы напряжений, в зависимости от топологии схемы и ее выходного тока.Вы также можете использовать фиксированный резистор вместо горшка и просто отрегулировать значения в формулах в соответствии с требованиями.

Измерьте выходное напряжение без нагрузки на выходе. Предположим, 1В RMS. Добавьте переменный резистор (например, потенциометр на 1 кОм) в качестве выходной нагрузки и регулируйте его, пока
выходное напряжение падает до 900 мВ RMS. Если сопротивление нагрузки составляет (скажем) 400 Ом, вы знаете, что на нагрузочном резисторе падает 900 мВ, и, следовательно, 100 мВ
«теряется» в самой цепи из-за ее выходного сопротивления.Убедитесь, что ваше измерение не включает в себя какую-либо составляющую постоянного напряжения или тока, и
что на выходе остается неискаженным . Если при загрузке выходной сигнал сжимается (искажается), измерение недействительно!

I _{на выходе} = 900 мВ / 400 Ом = 2,25 мА
R _{на выходе} = 100 мВ / 2,25 мА = 44,4 Ом

Это хорошо работает с большинством выходных сопротивлений, если они не слишком низкие. В некоторых случаях (например, с операционными усилителями) будет практически невозможно измерить разумное изменение напряжения даже при нереально низком значении сопротивления нагрузки. Поэтому нельзя полагаться на эту технику во всех случаях, потому что невозможно измерить напряжения с достаточной точностью. В операционном усилителе выходной импеданс / сопротивление снижается почти до нуля из-за большого количества обратной связи.

В цепи обратной связи выходное сопротивление примерно равно внутреннему выходному сопротивлению, деленному на коэффициент обратной связи … при наличии достаточной обратной связи . Например, усилитель может иметь внутреннее сопротивление 1 кОм и коэффициент усиления 1000 (60 дБ), а при использовании со 100% обратной связью (повторитель) его выходное сопротивление будет составлять 1 Ом.Однако его способность подавать ток в нагрузку ограничивается внутренним сопротивлением / импедансом , а не значением, полученным после применения обратной связи. Только что описанный гипотетический усилитель не может обеспечить ток более ± 15 мА при питании от источников питания ± 15 В, даже если его выходное сопротивление составляет всего один Ом. Обратите внимание, что это упрощение, и хотя оно довольно точно для некоторых топологий, это в лучшем случае грубое приближение.

Как уже отмечалось, измерения должны исключать любую составляющую постоянного тока, а уровень сигнала должен быть достаточно низким, чтобы гарантировать отсутствие клиппирования или других искажений.Во многих случаях выходной импеданс будет зависеть от частоты, и это всегда будет иметь место в случае операционных усилителей. В то время как выходное сопротивление может быть меньше 1 Ом на 1 кГц, оно будет значительно выше на 100 кГц. Типичные операционные усилители будут иметь выходное сопротивление до 10 Ом (иногда больше) на частоте 100 кГц, потому что обратная связь менее доступна из-за внутренней частотной компенсации операционного усилителя.

Это обычно не является серьезной проблемой, и это определенно не веская причина не использовать операционный усилитель, если вы не работаете с высокочастотными цепями.В таких случаях обычно необходимо использовать дискретные схемы, потому что операционные усилители в основном не предназначены для использования с частотами намного выше 50–100 кГц. Конечно, есть исключения, но они могут быть довольно дорогостоящими, и дискретное решение может иногда работать лучше во всех отношениях.

11 — Сильноточные последователи

Я не предлагаю подробно описывать активных последователей, потому что они уже описаны в различных других статьях и проектах на сайте ESP.Сильноточные версии обычно используются в выходных каскадах усилителей мощности и могут быть простыми комплементарными парами Дарлингтона, парами Шиклая или, в некоторых случаях, тройными (три устройства в каскаде) и с использованием различных смесей транзисторов NPN и PNP. Есть много комбинаций, и трудно дать подробный анализ, которого заслуживает каждая, в короткой статье.

Вместо этого я просто ради интереса покажу некоторые из распространенных вариаций. Если вы хотите узнать больше, вам нужно будет выполнить свой собственный анализ, потому что выбор транзисторов определяет, насколько хорошо каждая версия будет работать в любой данной конфигурации. Выбор устройств зависит от области применения, частотного диапазона, напряжения и тока, и, учитывая количество доступных типов транзисторов, количество комбинаций действительно огромно.

На рисунках ниже резисторы между отдельными переходами база-эмиттер транзистора не показаны. Для сильноточных троек Q2 может иметь резистор эмиттер-база около 220 Ом, а Q3 может использовать 22 Ом, но эти значения должны определяться приложением и соответствовать устройствам и назначению.Более высокое сопротивление может увеличить время выключения, а более низкие значения потребляют больше тока. Это часть процесса проектирования, и каждый случай будет отличаться.

Рисунок 16 — Сильноточные тройники NPN

Существует шесть возможных подключений устройств для создания тройки NPN, и типы транзисторов будут выбраны по мере необходимости для создания показанных версий. Их эквиваленты PNP увеличивают количество возможностей еще на 6–12 различных конфигураций. Я не включил никаких номеров типов, потому что они будут различаться в зависимости от приложения. Их номинальное напряжение должно быть больше, чем общее напряжение, которое может появиться на них, и они должны быть классифицированы с устройством с наименьшим током как Q1, устройством среднего тока для Q2 и устройством с высоким током для Q3. Как отмечалось выше, резисторы (не показаны) почти всегда необходимы между переходами база-эмиттер Q2 и Q3, причем значения обычно выбираются так, чтобы минимизировать время выключения транзистора.

Версия, показанная в (b), используется в проекте усилителя сабвуфера P68, но в ней используется транзистор высокой мощности в качестве Q2 и гораздо более низкий, чем у обычного резистора база-эмиттер.
для Q3.Термическая стабильность действительно очень хорошая, отчасти потому, что Q3 отключен в спокойных условиях. Это «особое» применение тройного соединения.

Обратите внимание, что в каждом показанном случае входной транзистор определяет эффективную полярность каждой комбинации. Оставшиеся транзисторы затем объединяются в пары Дарлингтона или Шиклая, как показано на рисунке. Из шести вариантов (а) и (б) будут иметь лучшую термическую стабильность, потому что между базой и эмиттером тройки имеется только один переход база-эмиттер.Отсюда следует, что (f) будет наихудшим, потому что есть три перехода база-эмиттер последовательно. Остальные три имеют два последовательных перехода, и, если возможно, лучше, если в последнем транзисторе (Q3) не будет задействован переход база-эмиттер, потому что температура последнего каскада почти всегда подвержена наибольшим изменениям, поскольку его рассеивание самый высокий.

Рисунок 17 — Дополнительная ступень эмиттерного повторителя NPN

Поскольку выходные транзисторы NPN и PNP всегда будут иметь небольшие различия, может быть полезно, если обе секции выходного каскада двухтактного эмиттерного повторителя (как они используются в большинстве усилителей) могут быть как можно более похожими.Вышеупомянутая схема не является распространенной, и я не использовал ее ни в одном из опубликованных проектов. Однако он имеет очень хорошую линейность, и единственное различие между каскадом NPN и PNP — это транзистор драйвера. Хотя драйверы не будут идентичными, вероятно, между ними будет меньше различий, чем с устройствами вывода. Обратите внимание, что типы транзисторов и номиналы резисторов являются только рекомендациями, и можно использовать много разных типов.

Единственный известный мне усилитель мощности, использующий эту схему, — это Bryston (хотя и с некоторыми вариациями), но неизбежно, что он также используется другими.За прошедшие годы я просмотрел сотни различных схем выходных каскадов, и это, вероятно, самое впечатляющее, но, конечно же, это связано со снижением стоимости из-за необходимости наличия четырех выходных устройств в двухтактном выходном каскаде. Несмотря на то, что он работает очень хорошо, очень сомнительно, что есть хоть малейшая слышимая разница по сравнению с «традиционным» выходным каскадом.

Заключение

Должно быть довольно очевидно, что для приложений с малыми звуковыми частотами практически невозможно превзойти операционный усилитель с помощью любого дискретного варианта. Некоторые из них довольно хороши, если над ними работать, но необходимая площадь печатной платы намного больше, чем для интегральной схемы. В целом полевые транзисторы — хороший вариант, если вам нужен исключительно высокий входной импеданс, но опять же, операционный усилитель на полевых транзисторах, как правило, будет иметь гораздо лучшие характеристики, чем дискретная схема. Однако шумовые характеристики входных операционных усилителей на полевых транзисторах обычно не так хороши, как у биполярных типов, и малошумящий полевой транзистор может быть лучшим вариантом, когда шумовые характеристики имеют решающее значение. У использования полевых МОП-транзисторов есть некоторые преимущества, но их шумовые характеристики обычно являются ограничением, поэтому использование их на низких уровнях обычно не является хорошей идеей.

Выходные каскады усилителя мощности почти все используют выходные цепи эмиттерного повторителя, чаще всего пары Дарлингтона или Шиклая. В некоторых случаях вы увидите, что используются «тройки», имеющие три транзистора в каскадном расположении. Есть много разных вариантов, и в разделе 10 дается только краткий обзор. Эти схемы предназначены для высокого напряжения и тока и обычно не используются для приложений с малым сигналом.

Учитывая тот факт, что даже простая пара Дарлингтона может не работать так хорошо, как ожидалось из-за очень низкого тока в первом транзисторе, было бы довольно бессмысленно добавлять еще один транзистор, который работал бы, возможно, всего на несколько микроампер.Его усиление (и его вклад в схему) будет намного ниже ожиданий, и это, по сути, трата транзистора.

Имейте в виду, что большинство схем было смоделировано с использованием BC549C (NPN) и BC559C (PNP), и хотя можно использовать любые подходящие транзисторы, производительность зависит от h FE транзисторов, которые вы на самом деле используете. Устройства с меньшим усилением будут создавать большие смещения постоянного тока, потому что их базовый ток будет выше, и наоборот. В отличие от операционных усилителей производительность описанных простых дискретных схем сильно зависит от устройства (устройств), и вы можете легко столкнуться с проблемами, если коэффициент усиления будет намного ниже ожидаемого. Если вы построите любую из схем, показанных здесь, все они будут работать, как описано, но вы можете обнаружить, что напряжения постоянного тока отличаются из-за транзисторов с более высоким или более низким коэффициентом усиления, чем использовалось для моделирования.

Надеюсь, читатель имеет больше информации, чем раньше, и знает об ограничениях или потенциальных преимуществах простых схем. В наши дни есть несколько причин в любой цепи звуковой частоты для использования эмиттерного повторителя, потому что производительность никогда не будет приближаться к операционному усилителю, а экономия затрат незначительна или отсутствует вовсе.Смещение постоянного тока всегда будет проблемой, и заставить его «уйти» — гораздо больше проблем, чем оно того стоит. Тем не менее, некоторые схемы получат преимущество, если не будут использовать операционный усилитель, и показанные варианты дают представление о вероятных преимуществах для специализированных приложений.

Список литературы

1. Схемы усилителя с высоким входным сопротивлением — T. D. Towers (Wireless World, июль 1968 г.)
2. Voltage Follow — Питер Уильямс (Wireless World, сентябрь 1968 г.)
3. National Semiconductor (теперь Texas Instruments) LH0002 Datasheet (устарело)
4. Катодный повторитель — «Катодный луч» (Wireless World, ноябрь 1945 г.)
5. Симулятор схем SIMetrix (Великобритания)
6. Физика 160, Лекция 13 — Р. Джонсон

Основной индекс

Указатель статей

Уведомление об авторских правах. Эта статья, включая, но не ограничиваясь, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Рода Эллиотта и защищена авторским правом © 2016. Воспроизведение или повторная публикация любыми средствами, электронными, механическими или электромеханическими, строго запрещены. в соответствии с международными законами об авторском праве. Автор (Род Эллиотт) предоставляет читателю право использовать эту информацию только в личных целях, а также разрешает сделать одну (1) копию для справки. Коммерческое использование запрещено без письменного разрешения Рода Эллиотта.

Страница опубликована и авторское право © Июнь 2016 г.

Принципы и схемы FET — Часть 2

Практические схемы JFET.

В первом выпуске прошлого месяца объясняются (среди прочего) основные принципы работы JFET. JFET — это маломощные устройства с очень высоким входным сопротивлением, которые неизменно работают в режиме истощения, т. Е. Они пропускают максимальный ток, когда смещение затвора равно нулю, а ток уменьшается («истощается») за счет обратного смещения вывода затвора. .

РИСУНОК 1. Схема и соединения полевых транзисторов 2N3819 и MPF102.
Параметр	2N3918	MPF102
В DS макс. (= Макс. Напряжение сток-исток)	25 В	25 В
В DG макс. (= Макс. Напряжение сток-затвор)	25 В	25 В
В GS макс. (= Макс.напряжение затвор-исток)	25 В	25 В
I DSS (= ток сток-исток при В GS = 0 В)	2-20 мА	2-20 мА
I GSS макс. (= Ток утечки затвора при 25 ° C)	2нА	2нА
P T макс. (= Макс. Рассеиваемая мощность на открытом воздухе)	200 мВт	310 мВт
Рис. 2. Основные характеристики n-канальных полевых транзисторов 2N3819 и MPF102.

Большинство JFET — это n-канальные (а не p-канальные) устройства. Два самых старых и наиболее известных n-канальных JFET — это 2N3819 и MPF102, которые обычно размещаются в пластиковых корпусах TO92 с подключениями, показанными на Рис. 1 ; На рисунке 2 перечислены основные характеристики этих двух устройств.

В статье этого месяца рассматривается основная информация об использовании и приложениях JFET. Все практические схемы, показанные здесь, специально разработаны для 2N3819, но будут одинаково хорошо работать при использовании MPF102.

Смещение JFET

JFET-транзистор может использоваться в качестве линейного усилителя путем обратного смещения его затвора относительно вывода истока, тем самым переводя его в линейную область. Обычно используются три основных метода смещения JFET. Самая простая из них — это система «самосмещения», показанная на , рис. 3, , в которой затвор заземлен через Rg, и любой ток, протекающий в Rs, приводит в движение исток положительно по отношению к затвору, тем самым создавая обратное смещение.

РИСУНОК 3. Базовая система «самосмещения» JFET.

Предположим, что требуется I _D на 1 мА, и что для установки этого условия необходимо смещение V _GS на -2 В2; правильное смещение, очевидно, можно получить, присвоив Rs значение 2k2; если I _D имеет тенденцию к падению по какой-либо причине, V _GS также естественно падает, и, таким образом, заставляет I _D увеличиваться и противодействовать исходному изменению; смещение, таким образом, саморегулируется через отрицательную обратную связь.

На практике значение V _GS , необходимое для установки данного I _D , сильно различается между отдельными JFETS, и единственный надежный способ получить точное значение I _D в этой системе — это сделать Rs переменным резистором; однако система достаточно точна для многих приложений и является наиболее широко используемым из трех методов смещения.

РИСУНОК 4. Базовая система «смещения-смещения» JFET.

Более точный способ смещения JFET — это система «смещения» по схеме , рис. 4 (a) , в которой делитель R1-R2 прикладывает фиксированное положительное смещение к затвору через Rg, а напряжение истока равно это напряжение минус В _GS . Если напряжение затвора велико относительно V _GS , I _D устанавливается в основном через Rs и не сильно зависит от изменений V _GS .Таким образом, эта система позволяет устанавливать значения I _D с хорошей точностью и без необходимости выбора отдельных компонентов. Аналогичные результаты могут быть получены путем заземления затвора и подведения нижнего резистора R к большому отрицательному напряжению, как показано на рис. 4 (b) .

Третий тип системы смещения показан на рис. 5 , в котором генератор постоянного тока Q2 устанавливает I _D , независимо от характеристик JFET. Эта система обеспечивает отличную стабильность смещения, но за счет увеличения сложности схемы и стоимости.

В трех описанных системах смещения Rg может иметь любое значение до 10M, верхний предел налагается падением напряжения на Rg, вызванным токами утечки затвора, которые могут нарушить смещение затвора.

ИСТОЧНИК СЛЕДУЮЩИХ ЦЕПЕЙ

При использовании в качестве линейных усилителей JFET обычно используются либо в режиме истокового повторителя (общий сток), либо в режиме общего истока. Истоковый повторитель обеспечивает очень высокое входное сопротивление и почти единичный коэффициент усиления по напряжению (отсюда и альтернативное название «повторитель напряжения»).

На рисунке 6 показан простой повторитель источника с самосмещением (через RV1); RV1 используется для установки падения напряжения покоя R2 на 5V6. Фактическое усиление входного и выходного напряжения схемы равно 0.95. К R3 применяется определенная степень начальной загрузки, которая увеличивает его эффективное сопротивление; Фактическое входное сопротивление схемы составляет 10 МОм, шунтированное на 10 пФ, то есть оно составляет 10 МОм на очень низких частотах, падает до 1 МОм при примерно 16 кГц и 100 кОм при 160 кГц и т. д.

На рисунке 7 показан повторитель истока со смещением затвора. Общий коэффициент усиления по напряжению составляет около 0,95. C2 — это конденсатор начальной загрузки, который увеличивает входное сопротивление до 44 МОм, шунтируя его на 10 пФ.

РИСУНОК 8.Гибридный последователь источника. Цин = 500М.

На рисунке 8 показан гибридный (JFET плюс биполярный) повторитель источника. Смещение смещения применяется через R1-R2, а генератор постоянного тока Q2 действует как нагрузка источника с очень высоким импедансом, давая схеме общий прирост напряжения 0,99. C2 увеличивает эффективное сопротивление R3 до 1000 МОм, которое шунтируется импедансом затвора JFET; входной импеданс всей цепи составляет 500 МОм, шунтируется на 10 пФ.

Обратите внимание, что если необходимо поддерживать высокое эффективное значение входного импеданса этой цепи, выходной сигнал должен быть направлен на внешние нагрузки через дополнительный каскад эмиттерного повторителя (как показано пунктиром на диаграмме) или должен быть доведен до достаточно высокого уровня. импедансные нагрузки.

УСИЛИТЕЛИ С ОБЩИМ ИСТОЧНИКОМ

На рисунке 9 показан простой усилитель с общим источником самосмещения; RV1 используется для установки 5V6 в неактивном состоянии на R3. Схема смещения RV1-R2 развязана по переменному току через C2, и схема дает усиление по напряжению 21 дБ (= x12) и имеет частотную характеристику ± 3 дБ в диапазоне от 15 Гц до 250 кГц и входное сопротивление 2M2, шунтированное на 50 пФ. (Это высокое значение шунта связано с обратной связью Миллера, которая умножает эффективную емкость затвор-сток полевого транзистора на значение схемы x12 Av.)

На рисунке 10 показан простой усилитель для наушников с самосмещением, который можно использовать с импедансом наушников 1 кОм или выше. Он имеет встроенный регулятор громкости (RV1), имеет входное сопротивление 2M2 и может использовать любой источник питания в диапазоне от 9 до 18 В.

На рисунке 11 показан дополнительный предварительный усилитель с самосмещением, который дает коэффициент усиления по напряжению более 20 дБ, имеет полосу пропускания, превышающую 100 кГц, и имеет входное сопротивление 2M2.Его можно использовать с любым усилителем, который может обеспечить источник питания от 9 до 18 В.

Усилители с общим источником

JFET могут — когда требуется очень высокая точность смещения — быть спроектированы с использованием метода смещения «смещения» или «постоянного тока». На рисунках 12 и 13 показаны схемы этих типов. Обратите внимание, что схема «смещения» на рис. 1 2 может использоваться только с источниками питания в диапазоне от 16 В до 20 В, в то время как гибридная схема на рис. 13 может использоваться с любым источником питания в диапазоне от 12 В до 20 В.Обе схемы дают усиление по напряжению 21 дБ, полосу пропускания ± 3 дБ от 15 Гц до 250 кГц и входное сопротивление 2M2.

ВОЛЬТМЕТРЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА

На рисунке 14 показан полевой транзистор JFET, используемый для создания очень простого и базового трехдиапазонного вольтметра постоянного тока с максимальной чувствительностью FSD 0,5 В и входным сопротивлением 11M1. Здесь R6-RV2 и R7 образуют делитель потенциала на источнике питания 12 В и — если переход R7-RV2 используется в качестве точки нулевого напряжения схемы — устанавливает верхнюю часть R6 на +8 В и нижнюю часть R7 на -4 В. Q1 используется в качестве повторителя истока, с его затвором, заземленным через сеть R1-R4, и смещается смещение, переводя его источник на -4В через R5; он потребляет около 1 мА тока стока.

В Рис. 14 , R6-RV2 и Q1-R5 действуют как сеть моста Уитстона, а RV2 настраивается таким образом, чтобы мост был сбалансированным и нулевой ток протекал в измерителе при отсутствии входного напряжения на Q1 ворота.Любое напряжение, приложенное к затвору Q1, затем выводит мост из равновесия на пропорциональную величину, которая может быть считана непосредственно на измерителе.

R1 — R3 образуют сеть умножителя диапазона, которая — при правильной настройке RV1 — дает диапазоны FSD 0,5 В, 5 В и 50 В. R4 защищает затвор Q1 от повреждения, если на схему подается чрезмерное входное напряжение.

Чтобы использовать схему , рис. 14, сначала подстройте RV2, чтобы получить нулевое показание счетчика при отсутствии входного напряжения, а затем подключите точный 0.5 В постоянного тока на вход и подстройте RV1, чтобы получить точные показания измерителя полной шкалы. Повторяйте эти регулировки до получения стабильных нулевых и полномасштабных показаний; после этого устройство готово к использованию.

На практике эта очень простая схема имеет тенденцию дрейфовать при изменении напряжения и температуры питания, и требуется довольно частая подстройка нулевого контроля.Дрейф можно значительно уменьшить, используя стабилизированный стабилитроном источник питания 12 В.

На рисунке 15 показана улучшенная версия вольтметра с полевым транзистором с малым дрейфом. Q1 и Q2 подключены как дифференциальный усилитель, поэтому любому дрейфу, возникающему на одной стороне цепи, автоматически противодействует аналогичный дрейф на другой стороне, и достигается хорошая стабильность. Схема использует принцип «моста», причем Q1-R5 образуют одну сторону моста, а Q2-R6 — другую. Q1 и Q2 в идеале должны быть согласованной парой JFET со значениями IDSS, совпадающими в пределах 10%.Схема устроена так же, как и у Рисунок 14 .

РАЗЛИЧНЫЕ ЦЕПИ JFET

В заключение статьи этого месяца, Рисунки 16 – 19 показывают разнообразный набор полезных схем JFET.Модель Figure 16 представляет собой низкочастотный (VLF) нестабильный или автономный мультивибратор; его периоды включения и выключения управляются C1-R4 и C2-R3, а R3 и R4 могут иметь значения до 10M.

При показанных значениях схема переключается с частотой один раз в 20 секунд, то есть с частотой 0,05 Гц; Чтобы начать нестабильное действие, кнопку запуска S1 необходимо удерживать нажатой не менее одной секунды.

На рисунке 17 показано — в базовой форме — как JFET и операционный усилитель 741 могут быть использованы для создания усилителя / аттенюатора с регулируемым напряжением.Операционный усилитель используется в инвертирующем режиме, его коэффициент усиления по напряжению задается соотношением R2 / R3, а R1 и JFET используются в качестве входного аттенюатора, управляемого напряжением.

Когда большое отрицательное управляющее напряжение подается на затвор Q1, JFET действует как почти бесконечное сопротивление и вызывает нулевое затухание сигнала, поэтому схема дает высокий общий коэффициент усиления, но, когда смещение затвора равно нулю, полевой транзистор действует как низкий сопротивление и вызывает сильное затухание сигнала, поэтому схема дает общую потерю сигнала.

Промежуточные значения затухания сигнала и общего усиления или потерь могут быть получены путем изменения значения управляющего напряжения.

На рисунке 18 показано, как эту технику управляемого напряжением аттенюатора можно использовать для создания усилителя «постоянной громкости», который производит изменение уровня выходного сигнала всего на 7,5 дБ, когда уровень входного сигнала изменяется в диапазоне 40 дБ ( от 3 мВ до 300 мВ RMS).

Схема может принимать уровни входного сигнала до максимум 500 мВ RMS Q1 и R4 соединены последовательно, чтобы сформировать управляемый напряжением аттенюатор, который регулирует уровень входного сигнала к усилителю общего эмиттера Q2, выход которого буферизирован через повторитель эмиттера Q3 .

Выход

Q3 используется для генерации (через C5-R9-D1-D2-C4-R5) управляющего напряжения постоянного тока, которое подается обратно на затвор Q1, образуя таким образом контур отрицательной обратной связи постоянного тока, который автоматически регулирует общее усиление напряжения, чтобы уровень выходного сигнала имеет тенденцию оставаться постоянным при изменении уровня входного сигнала, как показано ниже.

Когда на схему подается очень слабый входной сигнал, выходной сигнал Q3 также невелик, поэтому на затвор Q1 подается незначительное управляющее напряжение постоянного тока; Таким образом, Q1 действует как низкое сопротивление в этих условиях, поэтому почти полный входной сигнал подается на базу Q2, и схема дает высокий общий коэффициент усиления.

Когда на схему подается большой входной сигнал, выходной сигнал Q3 имеет тенденцию быть большим, поэтому большое отрицательное управляющее напряжение постоянного тока подается на затвор Q1; Таким образом, Q1 действует как высокое сопротивление в этих условиях, поэтому только небольшая часть входного сигнала подается на базу Q2, и схема дает низкий общий коэффициент усиления.

Таким образом, выходной уровень остается довольно постоянным в широком диапазоне уровней входного сигнала; эта характеристика полезна в кассетных магнитофонах, домофонах, телефонных усилителях и т. д.

РИСУНОК 19. Преобразователь постоянного тока в переменный или цепь «прерывателя».

Наконец, На рис. 19 показан полевой транзистор, используемый для создания преобразователя постоянного тока в переменный или «прерывателя», который выдает прямоугольный выходной сигнал с пиковой амплитудой, равной амплитуде входного постоянного напряжения.

В этом случае Q1 действует как электронный переключатель, который соединен последовательно с R1 и включается и выключается с частотой 1 кГц через нестабильную схему Q2-Q3, тем самым обеспечивая преобразование постоянного тока в переменный. Обратите внимание, что амплитуда сигнала управления затвором Q1 может изменяться с помощью RV1; если используется слишком большой привод, переход затвор-исток Q1 начинает лавинообразно обрушиваться, в результате чего небольшой всплеск напряжения пробивается через сток и дает выходной сигнал даже при отсутствии входа постоянного тока.

Чтобы предотвратить это, подключите вход постоянного тока, а затем подстройте RV1 до тех пор, пока выход не окажется на грани уменьшения; Однажды настроенная таким образом, схема может надежно использоваться для прерывания напряжения до долей милливольта. NV

Другие детали серии FET Principles and Circuits — выходят еженедельно

FET (Полевой транзистор), основы. (Часть 1 из 4)
Практические схемы JFET. (Часть 2 из 4)
Практические схемы MOSFET и CMOS. (часть 3 из 4)

Полевой транзистор | Hackaday

2N3819 — это типичный N-канальный полевой транзистор общего назначения. (ON Semiconductor)

Последние недели здесь, в Hackaday, мы изучали скромный транзистор.В серии, толчком к которой послужил друг, размышлявший о своих учениках, прибывших с высокоразвитыми знаниями микроконтроллеров, но немногочисленными в основных электронных схемах, мы исследовали биполярный транзистор во всех его конфигурациях. Однако было бы неправильно завершать эту серию, не признавая при этом, что биполярные транзисторы — это только часть истории. Существует еще одно семейство транзисторов, которые имеют конфигурацию схемы, аналогичную их биполярным собратьям, но работают совершенно иначе: полевые транзисторы или полевые транзисторы.

В некотором смысле менее уместно рассматривать полевые транзисторы, как мы рассматривали биполярные транзисторы, потому что, хотя это очень интересные устройства, которые питают большую часть того, что вы будете делать с электроникой, вы встретите их как дискретные компоненты на удивление редко. Каждое устройство CMOS, с которым вы имеете дело, полагается на полевые транзисторы для своей работы, и каждый высококачественный операционный усилитель, на который вы подаете сигнал, будет делать это через вход полевого транзистора, но эти полевые транзисторы скрыты внутри микросхемы, и вам будет трудно знайте, что они были там, если бы мы не сказали вам.Вы бы использовали полевой транзистор, если вам нужен аудио-предусилитель с высоким импедансом или малошумящий радиочастотный усилитель, а полевые транзисторы — хороший выбор для приложений с сильноточной коммутацией, но, к сожалению, у вас, вероятно, никогда не будет кучи полевых транзисторов общего назначения. как их биполярные эквиваленты.

Тем не менее, полевой транзистор — замечательное устройство. Присоединяйтесь к нам, и мы подробно рассмотрим их работу, а также то, как и где вы можете ее использовать.

Основы полевого транзистора

Схема n-канального JFET. По мере того как отрицательное напряжение затвора кремния p-типа уменьшается на нижней диаграмме, его электрическое поле ограничивает область, через которую электроны могут проходить в канале n-типа.Chtaube, (CC BY-SA 2.0 DE)

Базовый полевой транзистор имеет три вывода: исток (источник электронов), затвор (контрольный вывод) и сток (где электроны покидают устройство). Они аналогичны клеммам биполярного транзистора в том смысле, что исток выполняет ту же роль, что и эмиттер, затвор для базы и сток для коллектора. Таким образом, три основные конфигурации схемы биполярных транзисторов имеют эквиваленты с полевым транзистором; общий эмиттер становится общим источником, общая база становится общим вентилем, а эмиттерный повторитель становится исходным повторителем. Тем не менее, слишком сильно распространять аналогию между биполярными транзисторами и полевыми транзисторами из-за их различного режима работы. Более близкое сходство существует между полевым транзистором и триодной лампой, если это помогает.

Самый простой полевой транзистор для демонстрационных целей имеет кусок полупроводника N-типа с соединениями истока и стока на противоположных концах и зону полупроводника P-типа, осажденную в его середине. Это называется полевым транзистором с N-канальным переходом или JFET, потому что канал, через который протекает ток, является полупроводником N-типа, и потому что между затвором и каналом существует диодный переход.Существуют эквивалентные устройства с P-каналом, как и биполярные транзисторы PNP и NPN.

Если бы вы смещали n-канальный JFET, как биполярный транзистор с положительным смещением на его затворе, диод между затвором и истоком был бы проводящим, и транзистор остался бы диодом с двумя катодными выводами. Однако, если вы дадите затвору отрицательное смещение по сравнению с источником, диод станет смещенным в обратном направлении, и ток не будет протекать в затворе.

Особенностью диода с обратным смещением является то, что он имеет обедненную зону между анодом и катодом, область, в которой нет электронов.Это то, что заставляет диод больше не проводить, а размер зоны истощения зависит от размера электрического поля, которое существует на нем. Если вы когда-либо использовали варикап-диод, емкость между двумя сторонами этой зоны переменной ширины — это свойство, которым вы пользуетесь.

В полевом транзисторе зона истощения простирается от области затвора в канал, и, поскольку ее размер может регулироваться напряжением затвора, ее можно использовать для «защемления» оставшейся проводящей области внутри канала.Таким образом, площадь, через которую могут проходить электроны, регулируется напряжением затвора, и, таким образом, ток, протекающий между стоком и истоком, пропорционален напряжению затвора. У нас есть усилитель.

Простая схема радиоприемника на полевых транзисторах, показывающая смещение полевых транзисторов. На затвор смещается потенциал земли через катушку индуктивности, а исток удерживается над землей током в резисторе 5 кОм. Гербертвайднер [общественное достояние]. На приведенной выше диаграмме JFET отрицательное смещение затвора представлено батареей.Энтузиасты ламп могут сталкиваться с оборудованием, которое получает отрицательное смещение сетки от источника питания, и вы найдете ламповые блоки питания, которые включают для этой цели шину -150 В. В общем, хотя это неудобно в схеме на полевом транзисторе, даже если напряжение ниже, из-за дополнительной стоимости отрицательного регулятора. Вместо этого затвор удерживается при более низком потенциале, чем источник, путем тщательного выбора резистора истока, чтобы ток, протекающий через него, поднимает источник над землей и цепь смещения затвора, которая удерживает затвор близко к земле.По этой причине цепь базового резистора биполярной цепи часто заменяется либо одиночным резистором, соединенным с землей, либо схемой затвора с очень низким сопротивлением постоянному току относительно земли, такой как катушка индуктивности.

MOSFET, где полевой транзистор становится более полезным

Внутренняя структура N-канального полевого МОП-транзистора. Fred the Oyster [Общественное достояние]. JFET, который мы описали, является самым простым из устройств с полевым эффектом, но он не тот, с которым вы будете сталкиваться чаще всего. МОП-транзисторы, сокращенно от Metal Oxide Semiconductor FETs, имеют аналогичные исток, затвор и сток, но вместо того, чтобы полагаться на зону обеднения в диоде с обратным смещением, они имеют тонкий слой изоляции.Электрическое поле затвора действует через эту изоляцию и сжимает проводящую область в канале за счет отталкивания электронов с тем же эффектом, что и в JFET. Подробное описание их механизмов выходит за рамки данной статьи, но вы встретите два типа полевых МОП-транзисторов: устройства с режимом истощения, которые требуют того же отрицательного смещения, что и полевой транзистор JFET, и полевые МОП-транзисторы с режимом улучшения, требующие положительного смещения.

Зачем использовать полевой транзистор?

Итак, мы описали полевой транзистор и отметили, что, хотя его режим работы отличается от режима работы биполярного транзистора, он выполняет аналогичную работу. Тогда зачем нам использовать полевой транзистор, какие преимущества он нам дает? Ответ приходит из-за того, что затвор изолируется либо обедненной областью в полевом транзисторе, либо изолирующим слоем в полевом МОП-транзисторе. Полевой транзистор — это усилитель напряжения, а не усилитель тока, его входное сопротивление на много порядков выше, чем у биполярного транзистора, и поэтому вы найдете полевые транзисторы, используемые во многих приложениях, где требуется высокоомный усилитель слабого сигнала. Например, входом высокопроизводительного операционного усилителя почти наверняка будет полевой транзистор.

Эта схема драйвера полумостового силового полевого МОП-транзистора использует специализированную ИС драйвера затвора с парой буферов Шмидта для обеспечения начального скачка напряжения, необходимого для быстрого включения. Wdwd (CC BY 3.0).

Высокое входное сопротивление имеет еще один эффект, менее связанный с работой слабого сигнала. Там, где биполярный транзистор требует значительного тока базы для включения, соответствующий полевой транзистор почти не требует его. Таким образом, почти все сложные логические устройства на интегральных схемах основаны на полевых транзисторах, а не на биполярных, из-за огромной экономии энергии, которая может быть достигнута за счет отсутствия потребности в обеспечении базового тока, необходимого для многих тысяч биполярных транзисторов.

Тот же эффект влияет на выбор полевых транзисторов для переключения мощности, в то время как базовый ток биполярного транзистора пропорционален току его коллектора, и, следовательно, для него потребуется значительный драйвер, в отличие от силового полевого МОП-транзистора, который практически не требует постоянного тока затвора после начального всплеска. Таким образом, можно построить переключатель питания на MOSFET-транзисторе, требующий гораздо меньше электроники привода и гораздо более эффективный, чем соответствующий биполярный переключатель, и позволяет использовать некоторые из крошечных плат драйверов, к которым вы могли бы привыкнуть для управления двигателями в вашем 3D-принтере, или ваш мультикоптер.

В ходе изучения этой серии статей вы должны были получить прочное основание в основных принципах работы биполярных транзисторов, и теперь вы сможете добавить полевые транзисторы в эту базу знаний. Мы предлагали вам купить сумку с 2N3904 для экспериментов в одной из предыдущих статей. Можем ли мы предложить вам сделать то же самое с сумкой с 2N3819?

Усилители и Импеданс

• Изучив этот раздел, вы сможете:
• Понять преимущества управления входным и выходным импедансом усилителей.
• Общие сведения о типовых схемах, используемых для увеличения входного сопротивления усилителя.
• • Входы JFET.
• • Пара Дарлингтона.
• • Начальная загрузка
• Общие сведения о типовых схемах, используемых для уменьшения выходного сопротивления усилителя.
• • Ступени повторителя эмиттера

Imedance входа и выхода

Входной и выходной импедансы усилителя являются очень важными параметрами, влияющими на общий коэффициент усиления в многокаскадных усилителях. Модуль 7.2 теории переменного тока описывает, как правильное согласование снижает потери сигнала между выходом одного усилителя и входом следующего в многокаскадных усилителях. В этом разделе рассматриваются практические методы получения подходящего входного и выходного импедансов, когда усилители взаимодействуют с типичными устройствами ввода и вывода, такими как микрофоны и громкоговорители.

Источники аудиовхода, такие как микрофоны, звукосниматели, радиотюнеры и т. Д., Могут иметь сопротивление в диапазоне от нескольких сотен Ом до нескольких тысяч Ом.Если входы аудиоусилителя могут обслуживать несколько различных источников входного сигнала, переключите выбираемые входы для компенсации определенных входных устройств, как описано в Модуле усилителя 4.1.

Конечный (выходной) каскад многокаскадного усилителя должен приводить в действие «преобразователь», который преобразует энергию электрического сигнала, производимого усилителем, в другую полезную форму. Например, электрические волны, создаваемые усилителем звука, будут преобразованы громкоговорителем в звуковые волны (давление воздуха). Усилитель радиочастоты (РЧ) в передатчике может использоваться для управления антенной (антенной), либо усилитель постоянного тока может приводить в действие электродвигатель или реле. Любой или все из этих преобразователей могут иметь довольно низкие импедансы и требовать значительных величин сигнального тока или мощности, а не больших сигнальных напряжений для их работы. Поэтому выходной каскад усилителя может нуждаться в низком выходном импедансе, намного меньшем, чем это было бы возможно при использовании усилителей напряжения с общим эмиттером, описанных в Модуле 4 усилителей.С 1 по 4.3.

В этом разделе описаны некоторые типы схем усилителя тока и напряжения, которые обычно используются для изменения входного и выходного сопротивления. Выходные каскады мощности описаны в Модуле 5 усилителя.

Входной каскад на полевых транзисторах

Рис. 4.3.2 Высокоомный входной каскад JFET

Там, где на входе усилителя требуется очень высокий импеданс и низкий уровень шума, во входном каскаде усилителя обычно используют полевой транзистор (FET). Очень высокий входной импеданс достигается с JFET, поскольку его затвор управляется напряжением, а не током.Таким образом, JFET практически не потребляет ток от устройства, подключенного ко входу усилителя. Даже более высокие входные сопротивления доступны при использовании полевых МОП-транзисторов с изолированной конструкцией затвора (IGFET). Хотя полевые транзисторы обычно имеют меньшее усиление по напряжению и меньшую полосу пропускания, чем транзисторы BJT, они также создают гораздо меньше внутреннего шума, что делает их идеально подходящими для использования на ранних этапах усилителя, где важно хорошее соотношение сигнал / шум.

Операция

Поскольку входное сопротивление JFET чрезвычайно велико, входное сопротивление схемы приблизительно равно значению R1, и, поскольку на вход практически не течет ток, на R1 нет потенциала, поэтому затвор Tr1 эффективно работает. при нулевом напряжении.Для правильной работы затвор N-канального JFET должен быть более отрицательным, чем источник, это достигается за счет того, что источник Tr1 становится положительным. Сигнал, подаваемый на затвор, будет затем изменять напряжение затвора и, таким образом, изменять ток стока через JFET. Смещение JFET устанавливается посредством R2 и R3. Поскольку усиление JFET не особенно велико, дополнительное усиление обеспечивается PNP-транзистором Tr2. Общий коэффициент усиления двухкаскадного усилителя устанавливается равным примерно 11 из-за отрицательной обратной связи, обеспечиваемой R4 и R5.

Развязка

Рис. 4.3.3 Разъединение питания

(Из Рис. 4.3.2)

На рис. 4.3.2, R3 развязан с помощью C2, так что нижний конец R4 фактически находится под потенциалом земли, если речь идет о переменном токе, значение C2 не особенно велико в этой цепи, так как больше значение электролитического конденсатора, тем больше шума он будет производить, а цель схемы — свести к минимуму внутренний шум. Конденсаторы связи C1 и C4 (также относительно небольшие) обеспечивают изоляцию от любых напряжений постоянного тока, присутствующих в любых подключенных цепях. Использование очень большого значения для R1 дает высокий входной импеданс, но чем выше значение, тем более подвержена неустойчивость и колебания цепи. Чтобы предотвратить эту возможность, необходима эффективная развязка от других цепей и источника питания, развязка здесь обеспечивается R6 и C3, как показано на рис. 4.3.3.

Эмиттер-повторитель

Рис. 4.3.4 Эмиттерный повторитель

Усилители с общим эмиттером обычно имеют выходное сопротивление от среднего до высокого, значение которого в основном зависит от номинала нагрузочного резистора на конечном этапе усиления.Многие типичные преобразователи, такие как громкоговорители, реле, двигатели и т. Д., Являются индуктивными устройствами с низким импедансом всего в несколько Ом.

Подключение таких устройств к выходу усилителя напряжения с сопротивлением нагрузки в несколько тысяч Ом приведет к плохому согласованию импеданса, причем практически весь выход будет развиваться на нагрузочном резисторе, а не на нагрузке. Один из ответов на эту проблему — уменьшить выходное сопротивление за счет использования эмиттерного повторителя, который представляет собой отдельный транзистор, подключенный в режиме общего коллектора.

Режим общего коллектора

В этой конфигурации коллекторный вывод используется как общее соединение для входа и выхода. В схеме (рис. 4.3.4) вход транзистора подключен между базой и землей, а выход подключен через нагрузочный резистор между эмиттером и землей. Помните, что с коллектором, подключенным непосредственно к источнику питания, коллектор находится под потенциалом земли, что касается переменного тока, из-за наличия больших разделительных конденсаторов, подключенных между источником питания и землей.

Усилитель с общим коллектором называется эмиттерным повторителем, потому что выходной сигнал, снимаемый с эмиттера, находится в фазе с входным напряжением на базе и «следует» за ним. Фактически, напряжения базы и эмиттера почти идентичны, поэтому эмиттерный повторитель имеет усиление по напряжению 1 (на практике немного меньше) из-за 100% отрицательной обратной связи, создаваемой резистором нагрузки эмиттера, который не развязан, как это было бы в нормальном случае. в обычном эмиттерном усилителе. Это приводит к тому, что полная амплитуда выходного сигнала подается обратно на базу, давая коэффициент усиления β замкнутого контура, равный 1.

Следовательно, эмиттерный повторитель не используется в качестве усилителя напряжения. Однако у него есть и другие очень полезные свойства. Его коэффициент усиления по току велик и примерно равен коэффициенту усиления по току (h _fe ) транзистора. Входное сопротивление схемы высокое, обычно 100 кОм или более, хотя это в некоторой степени будет зависеть от номинала резистора смещения базы R1 на рис. 4.3.4, который параллелен входному сопротивлению транзистора, но этот эффект шунтирования можно уменьшить с помощью «начальной загрузки».Выходное сопротивление схемы очень низкое, обычно в районе 50 Ом. Из-за его использования для согласования усилителей напряжения с относительно высоким выходным сопротивлением и нагрузок с низким импедансом эмиттерный повторитель также может называться «буферным усилителем».

Эмиттерный повторитель как регулятор напряжения

Рис. 4.3.5 Регулятор напряжения эмиттерного повторителя

Еще одно применение эмиттерного повторителя — в качестве регулятора напряжения, он полезен в источниках питания, где небольшое напряжение может использоваться для регулирования большого тока., как показано на рис. 4.3.5. Эта схема гарантирует, что регулируемый источник питания 5 В будет поддерживать правильное напряжение даже при изменении напряжения питания 12 В. Точные пять вольт также поддерживаются для диапазона токов, потребляемых питающей цепью. Стабилизации можно добиться, просто используя комбинацию резистора и стабилитрона, но при использовании эмиттерного повторителя можно справиться с гораздо более высокими токами.

Обратите внимание на рис. 4.3.5, что стабилитрон имеет номинальное напряжение 5 В6 (то есть 5,6 вольт), это будет поддерживать базу транзистора при этом напряжении, а эмиттер транзистора — на 0. Напряжение на 6 В ниже базового, будет поддерживаться на уровне 5 В. Таким образом, небольшой ток, поддерживающий базовое напряжение на уровне 5,6 В, может точно контролировать гораздо больший ток, протекающий через коллектор и эмиттер.

Схема эмиттерного повторителя также является основой многих двухтактных каскадов выходных усилителей мощности класса B и класса AB, описанных в модуле усилителя 5

Эмиттерный повторитель, преобразованный в пару Дарлингтона

Рис. 4.3.6 Пара Дарлингтона

Эффект высокого входного сопротивления заключается в уменьшении входного тока усилителя.Если входной ток для заданного входного напряжения уменьшается каким-либо способом, это приводит к увеличению входного сопротивления. Эмиттерный повторитель имеет высокое входное сопротивление, но его можно снизить до неприемлемого уровня из-за наличия резистора смещения базы.

Однако другая схема, составная или пара Дарлингтона, показанная на рис. 4. 3.6, может значительно увеличить входное сопротивление. При использовании одного эмиттерного повторителя (Tr1) для управления другим (Tr2) общий коэффициент усиления по току становится произведением отдельных коэффициентов усиления, h _fe 1 x h _fe 2 и обычно может составлять 1000 или более.Это значительно снижает ток сигнала, необходимый для базы Tr1, и тем самым резко увеличивает входной импеданс.

Пара Дарлингтона, использующая усилители с общим эмиттером

Рис. 4.3.7 Схема общего эмиттера

Пара Дарлингтона также может использоваться в режиме общего эмиттера, как показано на рис. 4.3.7. Транзисторы Дарлингтона также доступны в комбинированных корпусах как типа PNP, так и типа NPN, в комплекте с защитными диодами против ЭДС, которые обычно требуются, когда конфигурация Дарлингтона используется в качестве выходного устройства с высоким коэффициентом усиления для переключения сильноточных индуктивных нагрузок.

Рис.

4.3.8 Интегральная схема Дарлингтона ULN2803

Усилители Дарлингтона

также доступны в форме интегральных схем, таких как ULN2803, который содержит восемь сильноточных усилителей Дарлингтона с выходами с открытым коллектором для взаимодействия между логическими схемами TTL (5 В) и высоким током / высоким напряжением (до 500 мА и 50 В. ) устройства. Когда контакт 10 подключен к + V, каждый выход имеет диодную защиту для управления индуктивными нагрузками от спины.м.ф.

Начальная загрузка

Самозагрузка (использование положительной обратной связи для подачи части выходного сигнала обратно на вход, но без возникновения колебаний) — это метод очевидного увеличения значения постоянного резистора в том виде, в котором он отображается для сигналов переменного тока, и тем самым увеличения входного импеданса. Базовый усилитель начальной загрузки показан на рис. 4.3.8, где конденсатор C _B является «конденсатором начальной загрузки», который обеспечивает обратную связь переменного тока на резистор, включенный последовательно с базой. Значение C _B будет большим, примерно в 10 раз больше самой низкой обрабатываемой частоты x номинала последовательного резистора (10ƒ _мин R3).

Рис. 4.3.8 Начальная загрузка, примененная к эмиттерному повторителю

Хотя используется положительная обратная связь, которая обычно вызывает колебания усилителя, коэффициент усиления по напряжению эмиттерного повторителя меньше 1, что предотвращает колебания.

На рис. 4.3.8 база эмиттерного повторителя смещена от делителя потенциала через R3. Путем подачи выходного сигнала обратно на левую сторону R3, напряжение на этом конце R3 повышается и понижается по фазе с входным сигналом на базовом конце R3.

Поскольку выходной сигнал эмиттерного повторителя имеет немного меньшую амплитуду, чем базовый сигнал (из-за коэффициента усиления транзистора менее 1), на R3 будет очень слабая форма сигнала тока. Такая небольшая форма волны тока предполагает, что течет очень небольшой ток; поэтому сопротивление R3 должно быть очень высоким, намного выше, чем оно есть на самом деле. Поэтому входное сопротивление усилителя было увеличено.

Эффективное значение переменного тока R3 увеличивается на R3 ÷ (1 -A _o ), где A _o — коэффициент усиления без обратной связи усилителя.

Например, резистор 47 кОм с начальной загрузкой будет выглядеть так:

Итак, если A _O = 0,98, кажущееся значение R3 будет 47 x 10 ³ ÷ (1- 0,98) = 2,35 МОм

Главный недостаток этого метода увеличения входного импеданса по сравнению с другими методами заключается в том, что использование положительной обратной связи может увеличить шум и искажения.

Начало страницы

chet_paynter_introduct_6 | Полевые транзисторы | Краткое содержание главы

JFET — это трехконтактное устройство, которое содержит два полупроводниковых материала и один переход.Конструкцию JFET можно представить, как показано на рисунке 12-1. Как показано на рисунке, три вывода JFET называются истоком , стоком и затвором . Полупроводниковый материал, который соединяет выводы стока и истока, называется каналом . Канал изготовлен из одного материала, а затвор — из другого. Обратите внимание:

• Данный JFET идентифицируется по типу материала, используемого в качестве канала.(Компонент на рис. 12-1 называется n-канальным JFET .)
• Материал затвора окружает канальный пояс вокруг вашей талии. (Два материала типа p на рис. 12-1 на самом деле являются концами одного и того же материала, если смотреть сбоку.)

РИСУНОК 12-1. Конструкция N-канального JFET.

Обычно используемые условные обозначения схемы JFET показаны на рисунке 12-2. Обратите внимание:

• Стрелка расположена на выводе затвора и указывает на материал типа n .
• N-канальные полевые транзисторы требуют положительных напряжений питания , в то время как полевые транзисторы с каналами p требуют отрицательных напряжений питания . (См. Рисунок 12.3 текста.)
• Источник , сток и затвор являются JFET-аналогами эмиттера BJT, коллектора и базы (соответственно).

РИСУНОК 12-2. Символы JFET.

Общая работа JFET основана на изменении ширины канала для управления током стока следующим образом: Проводимость изменяется обратно пропорционально площади поперечного сечения проводника.Как показано на рисунке 12-3, ток в цепи сток-исток проходит через канал полевого транзистора. Путем сужения эффективной ширины канала можно управлять проводимостью через цепь сток-исток.

РИСУНОК 12-3. Проводимость JFET.

Ширина канала JFET уменьшается на , увеличивая эффективную ширину затвора . Эффективную ширину затвора можно увеличить, приложив обратное напряжение затвор-исток (), как показано на рисунке 12-4.Приложение обратного напряжения затвор-исток вызывает формирование обедненного слоя вокруг затвора (как показано на рисунке), уменьшая ток через схему сток-исток.

РИСУНОК 12-4. Эффект от приложения обратного напряжения затвор-исток.

Затворный переход также может иметь обратное смещение за счет напряжения сток-исток (). На рисунке 12-5 затвор закорочен на источник. В результате затвор подключен к отрицательной стороне.Поскольку положительная сторона соединена со стоком, сток типа n является более положительным, чем затвор типа p , что приводит к формированию небольшого обедненного слоя, как показано.

РИСУНОК 12-5. Слой истощения, образованный.

Напряжение отсечки () и ток утечки с закороченным затвором ()

Источник напряжения () на рисунке 12-5 генерирует ток через канал JFET. По мере увеличения значения ток устройства и ширина обедненного слоя также увеличиваются.После достижения заданного значения, называемого напряжением отсечки (), дальнейшее увеличение компенсируется прямо пропорциональным увеличением сопротивления канала, и ток устройства выравнивается (становится постоянным). Эта взаимосвязь проиллюстрирована графиком на рисунке 12.7 текста. Обратите внимание, что рейтинг данного JFET измеряется в.
Когда и, ток стока достигает максимально возможного значения. Это значение, называемое током стока с короткозамкнутым затвором (), указано в технических характеристиках данного JFET.

Напряжение отсечки затвор-исток ()

Существует значение, при котором ток стока () падает примерно до 0 А. Это значение называется напряжением отсечки затвор-исток ,. Когда слой истощения вокруг ворот закрывает канал, в результате чего. Обратите внимание, что номинальные значения и JFET всегда равны по величине (и противоположны по полярности). По этой причине в спецификации для данного JFET обычно указывается только одно из двух значений.

Сопротивление затвора

Затвор полевого транзистора всегда имеет обратное смещение (при нормальных условиях эксплуатации). По этой причине сопротивление затвора JFET чрезвычайно велико, как правило, в G

классифицировать. Этот высокий импеданс затвора является основным преимуществом JFET по сравнению с BJT. Когда вывод затвора полевого транзистора используется как компонентный вход, высокое сопротивление затвора практически не приводит к нагрузке на источник.

Следует отметить, что затвор полевого транзистора JFET не предназначен для обработки значительного количества тока.Следовательно, следует позаботиться о , чтобы гарантировать, что затвор никогда не будет смещен вперед . В этом случае даже относительно небольшие токи (в диапазоне мА) могут повредить компонент.

Кривые крутизны

На рис. 12-6 показан типичный усилитель с полевым транзистором. Поскольку компонент не имеет входного тока, он не имеет бета-рейтинга. Однако выходной ток () при заданном значении можно рассчитать с помощью уравнения, показанного на рисунке.

РИСУНОК 12-6.Схема JFET и кривая крутизны.

Когда уравнение решается для серии значений, результаты могут быть использованы для построения кривой крутизны для JFET. Типичная кривая крутизны показана на рисунке 12-6. Обратите внимание, что кривая заканчивается на номиналах и для компонента. Кривая крутизны JFET построена, как показано в примере 12.2 текста. Обратите внимание:

• Большинство JFET имеют минимальных и максимальных кривых крутизны, как показано в Примере 12.3.
• Кривые крутизны для данного JFET используются при анализе постоянного тока цепи смещения.

Смещение затвора

Смещение затвора является эквивалентом базового смещения JFET. Схема смещения затвора показана (вместе с линией смещения постоянного тока) на рисунке 12-7.

РИСУНОК 12-7. Схема смещения затвора и линия смещения.

Линия смещения постоянного тока представляет все возможные значения точек Q для схемы смещения полевого транзистора.Как показано на рисунке, точка Q для схемы смещения затвора может находиться в любом месте между точками, где линия смещения пересекает две кривые крутизны. В результате значение тока стока Q крайне нестабильно для смещения затвора. Это основной недостаток использования этой простой схемы.

Самосмещение

Самосмещение — это более часто используемая схема смещения полевого транзистора, в которой используется истоковый резистор () для создания отрицательного напряжения затвор-исток.Схема самосмещения показана (вместе с линией смещения постоянного тока) на Рисунке 12-8.

РИСУНОК 12-8. Схема самосмещения и линия смещения постоянного тока.

Линия смещения показывает, что все еще может находиться в относительно большом диапазоне значений, но этот диапазон значительно уже, чем диапазон для сопоставимой схемы смещения затвора. (Эта точка проиллюстрирована на рисунке 12.24 текста.) Линия смещения постоянного тока для цепи самосмещения строится следующим образом:

1. Постройте кривые минимальной и максимальной крутизны для JFET.
2. Выберите любое значение и определите соответствующее значение с помощью
3. Постройте найденную точку с помощью уравнения и проведите линию от этой точки до начала графика.

Эта процедура продемонстрирована в примере 12.6 текста. Поскольку самосмещение обеспечивает более стабильный выходной сигнал, чем смещение затвора, это предпочтительная схема из двух. (Самосмещение также имеет то преимущество, что не требует использования отрицательного источника питания для смещения перехода затвор-исток.)

Смещение делителя напряжения

Смещение делителя напряжения используется для значительного уменьшения возможных вариаций, присущих усилителям JFET. Усилитель на полевом транзисторе со смещением делителя напряжения показан на рис. 12-9 вместе с зависимостями анализа постоянного тока для схемы.

РИСУНОК 12-9. Смещение делителя напряжения.

Линия смещения постоянного тока для цепи смещения делителя напряжения показана на Рисунке 12-10. Обратите внимание на небольшую разницу в I _D между точками Q .Относительно стабильное значение тока стока — это сила цепи. Процедура построения линии смещения постоянного тока показана в примере 12.8 текста.

РИСУНОК 12-10. Линия смещения постоянного тока для усилителя с делителем напряжения.

Смещение источника тока

Смещение источника тока использует BJT для управления током стока JFET, что делает его независимым от характеристик JFET. Схема смещения источника тока показана на рисунке 12-11.Пока схема спроектирована так, что меньше минимального значения , значение тока стока Q не зависит от характеристик JFET.

РИСУНОК 12-11. Смещение источника тока.

Усилитель с общим истоком

Усилитель с общим истоком (CS) является аналогом JFET усилителя с общим эмиттером. Как показано на рисунке 12-12, входной сигнал подается на затвор JFET, а выходной сигнал берется со стока.Обратите внимание, что усилитель CS — это единственная конфигурация усилителя JFET, которая обеспечивает угол поворота 180 °.

фазовый сдвиг напряжения от входа к выходу.

Крутизна () усилителя JFET равна отношению изменения тока стока () к изменению напряжения затвор-исток (), обычно измеряемого в микросименсах (). Как следует из уравнения на рис. 12-12, на значение влияет коэффициент крутизны JFET () и смещение цепи постоянным током.Этот момент проиллюстрирован в Примере 12.11 текста.

РИСУНОК 12-12. Усилитель с общим источником.

Коэффициент усиления по напряжению стандартного усилителя CS попадает в диапазон значений, который определяется (частично) кривыми минимальной и максимальной крутизны для устройства. Этот момент проиллюстрирован в Примере 12.12 текста. Чтобы преодолеть эту проблему, можно использовать заглушающий резистор .

Усилитель с общим стоком (повторитель источника)

Повторитель источника является двойником JFET повторителя эмиттера.Как показано на рисунке 12-13, входной сигнал подается на затвор JFET, а выходной сигнал берется из источника.

РИСУНОК 12-13. Усилитель с общим стоком (истоковый повторитель).

Повторитель источника обычно имеет высокий входной импеданс, низкий выходной импеданс и. В результате схема обычно используется как буфер. Коэффициент усиления по напряжению и выходное сопротивление повторителя источника попадают в диапазоны, которые определяются (частично) кривыми минимальной и максимальной крутизны для устройства.Этот момент проиллюстрирован в Примере 12.16 текста.

Усилитель с общим затвором

Усилитель с общим затвором (CG) является аналогом JFET усилителя с общей базой. Как показано на Рисунке 12-14, входной сигнал подается на исток JFET, а выходной — на сток.

РИСУНОК 12-14. Усилитель с общим затвором.

Усилитель CG обычно имеет низкий входной импеданс, высокий выходной импеданс (по сравнению с, и).В результате схема обычно используется для согласования источника с низким импедансом с нагрузкой с более высоким импедансом. Обратите внимание, что выходная проводимость JFET () является номинальной характеристикой. Выходное сопротивление усилителя CG рассчитывается, как показано в Примере 12.17 текста.

Неисправности JFET

Есть несколько вещей, которые могут выйти из строя с JFET. Поскольку имеется только одно соединение компонентов, симптомы неисправности JFET легко распознать. Влияние условий короткого затвора и открытого затвора показано на рисунке 12.47 текста.

Технические характеристики полевого транзистора

Подобно листам спецификаций транзисторов, в спецификациях полевых транзисторов обычно указывается максимальных номинальных значений без характеристик, характеристик, и характеристик слабого сигнала .

Раздел максимальных номинальных значений спецификации JFET обычно включает стандартные номинальные значения напряжения пробоя, максимальные номинальные токи и рабочие диапазоны температур.

В разделе характеристик выкл. спецификации обычно перечислены значения напряжения пробоя затвор-исток и обратного тока затвора.Обратите внимание, что обратный ток затвора () обычно находится в нА или диапазоне.

В разделе характеристик спецификации обычно указывается значение и минимально возможное значение.

Характеристики слабого сигнала В разделе спецификации обычно указываются значения проводимости, проводимости, крутизны и пропускания компонентов. Обратите внимание, что рейтинги допуска принимают во внимание восприимчивость компонента , тогда как рейтинги проводимости нет.

Приложения JFET

JFET обычно используются в любом приложении, требующем более высокого входного импеданса схемы, чем может быть получено с усилителем BJT.

Глава 9: Однотранзисторные усилители: [Analog Devices Wiki]

9.1 Базовые усилители

Термин «усилитель», используемый в этой главе, означает схему (или каскад), использующую одно активное устройство, а не полную систему, такую ​​как операционный усилитель на интегральной схеме.Усилитель — это устройство для увеличения мощности сигнала. Это достигается за счет получения энергии от источника питания и управления выходом для дублирования формы входного сигнала, но с большей амплитудой (напряжение или ток). В этом смысле усилитель можно рассматривать как модулирующий напряжение или ток источника питания для получения его выхода.

Базовый усилитель, рис. 9.1, имеет два порта и характеризуется коэффициентом усиления, входным сопротивлением и выходным сопротивлением.Идеальный усилитель имеет бесконечное входное сопротивление (R _на = ∞), нулевое выходное сопротивление (R _{на выходе} = 0) и бесконечное усиление (A _vo = ∞) и бесконечную полосу пропускания, если это необходимо.

Рисунок 9.1 Базовая модель усилителя

Транзистор, как мы видели в предыдущей главе, представляет собой трехполюсное устройство. Если представить базовый усилитель в виде двухпортовой сети, как показано на рисунке 9.1, то потребуется два входа и два выхода, всего четыре.Это означает, что один из выводов транзистора должен быть общим для входных и выходных цепей. Это приводит к именам общего эмиттера и т. Д. Для трех основных типов усилителей. Самый простой способ определить, подключено ли устройство как общий эмиттер / исток, общий коллектор / сток или общая база / затвор, — это проверить, где входит входной сигнал и куда выходит выходной сигнал. Остающийся терминал является общим как для ввода, так и для вывода. В этой главе мы в первую очередь будем использовать транзисторы n-типа (NPN, NMOS) в примерах схем.Те же самые базовые каскады усилителя могут быть легко реализованы с использованием транзисторов p-типа (PNP, PMOS). Когда собираются более крупные многокаскадные усилители, оба типа транзисторов часто перемежаются друг с другом.

Строительные блоки усилительных каскадов:

1. Инвертирующий усилитель напряжения (также называемый усилителем с общим эмиттером или общим источником)

2. Токовый повторитель (также называемый общей базой, общим затвором или каскодом)

3. Повторитель напряжения (также называемый усилителем с общим коллектором или общим стоком)

4. Обратная связь серии (чаще: вырождение эмиттера / источника)

5. Шунтовая обратная связь

9.2 Инвертирующий усилитель напряжения или Общий эмиттер / источник

Усилитель с общим эмиттером / истоком является одной из трех основных топологий однокаскадных усилителей. Версии BJT и MOS работают как инвертирующий усилитель напряжения и показаны на рисунке 9.2. Клемма базы или затвора транзистора служит входом, коллектор или сток — выходом, а эмиттер или исток являются общими для входа и выхода (он может быть привязан к заземлению или шине источника питания), которые дает начало своему общему имени.

Рисунок 9.2: Базовая схема инвертирующего усилителя напряжения n-типа (без учета деталей смещения)

Усилитель с общим эмиттером или истоком можно рассматривать как усилитель крутизны (, т.е. напряжение на входе, ток на выходе) или как усилитель напряжения (напряжение на входе, напряжение на выходе). В качестве усилителя крутизны входное напряжение слабого сигнала, v _{должно быть} для BJT или v _gs для полевого транзистора, умноженное на крутизну устройства g _m , модулирует количество тока, протекающего через транзистор, i _c или i _d .Пропуская этот переменный ток через выходное сопротивление нагрузки R _L , он будет преобразован обратно в напряжение В, , _{, на выходе} . Однако выходное сопротивление малого сигнала транзистора, r _o , обычно недостаточно велико для разумного усилителя крутизны (в идеале — бесконечного). Выходная нагрузка R _L также не является достаточно низкой для приличного усилителя напряжения (в идеале — нулевой). Еще одним серьезным недостатком является ограниченная высокочастотная характеристика усилителя, отчасти из-за встроенной емкости коллекторной базы или затвора стока, присущей транзистору.Подробнее о том, как эта емкость влияет на частотную характеристику, читайте в следующем разделе этой главы. Поэтому на практике выход часто направляется либо через повторитель напряжения (каскад с общим коллектором или стоком), либо через повторитель тока (каскад с общей базой или затвором) для получения более благоприятных выходных и частотных характеристик. Эта последняя комбинация называется каскодным усилителем, как мы увидим позже в главе, посвященной многокаскадным усилителям.

По сравнению с усилителем с общим эмиттером BJT, усилитель с общим истоком на полевых транзисторах имеет более высокий входной импеданс.Обычно меньшее значение g _m полевого транзистора по сравнению с BJT при равных уровнях тока приводит к более низкому усилению напряжения для версии MOS.

9.2.1 Методы смещения постоянного тока, общий эмиттер / источник

Чтобы усилитель с общим эмиттером или истоком обеспечивал наибольший размах выходного напряжения, напряжение на выводе базы или затвора транзистора смещается таким образом, что транзистор номинально работает на полпути между его точками отсечки и насыщения.Обратите внимание на характеристические кривые NMOS (a) и NPN (b) на рисунке 9.2.1. Это позволяет каскаду усилителя более точно воспроизводить положительную и отрицательную половины входного сигнала, наложенного на напряжение смещения постоянного тока. Без этого смещения напряжения смещения усиливается только положительная половина входного сигнала.

Рисунок 9.2.1 (a) I _D в сравнении с V _{кривые DS} и (b) I _C в сравнении с V _{кривые CE}

Красная линия, наложенная на два набора кривых, представляет линию нагрузки постоянного тока 400-омного R _L .Чтобы максимизировать размах выходного сигнала, желательно установить рабочую точку транзистора с нулевым входным сигналом при напряжении стока или коллектора, равном половине напряжения питания, которое в данном случае составляет 4 В. Определение соответствующего тока стока или коллектора вдоль линии нагрузки дает нам целевой уровень тока. Это около 10 мА для R _L , равное 400 Ом. Следующим шагом является определение соответствующего V _GS или I _B для 10 мА I _D или I _C .В примере NMOS каждая кривая представляет различные В _GS от 0,9 до 1,5 вольт с шагом 0,1 вольт. Устройство NMOS, используемое в этом примере, имеет крутизну около 40 мА / В . I _D , равный точке 10 мА на линии нагрузки, находится между кривыми 1,4 В и 1,3 В или В _GS 1,32 В. В примере NPN каждая кривая представляет различный I _B от 10 мкА до 100 мкА с шагом 10 мкА. Кривая 50 мкА пересекает линию нагрузки при I _C = 10 мА.Следовательно, β транзистора должно быть около 200. Теперь задача состоит в том, чтобы каким-то образом обеспечить смещение или смещение постоянного тока на затворе или базе транзистора.

Первый метод смещения, который мы рассмотрим, называется смещением делителя напряжения и показан на рисунке 9.2.2. Если мы выберем правильные значения резисторов для R ₁ и R ₂ , что приведет к такому току коллектора или стока, что половина напряжения питания, В + появится на R _L , мы должны получить желаемое. значение В _GS или В _BE (I _B ) для смещения без входного сигнала.В случае MOS мы знаем, что ток не течет в затвор, поэтому можно использовать простой коэффициент делителя напряжения для выбора R ₁ и R ₂ . Если V + = 8V и мы хотим, чтобы V _GS равнялось 1,32 V , то:

Реальные значения R ₁ и R ₂ не так важны, как их соотношение. Однако выбранный нами коэффициент делителя будет правильным только для одного набора условий напряжения источника питания, порогового напряжения транзистора, крутизны и температуры.В реальных проектах часто используются более сложные схемы смещения.

Рисунок 9.2.2 Смещение делителя напряжения

Для случая NPN расчет несколько сложнее. Мы знаем, что хотим, чтобы I _B был равен 50uA. Ток, протекающий в R ₁ , является суммой тока в R ₂ и I _B , что устанавливает верхнюю границу для R ₁ , когда R ₂ бесконечен и ток в R ₂ . Если принять номинальное значение В _BE 0.65 В, тогда R ₁ не должно превышать 7,35 В / 50 мкА или 147 кОм. Делитель напряжения предназначен для ослабления колебаний В + и, таким образом, делает рабочую точку транзистора по постоянному току менее чувствительной к В +. Для этого нам нужно сделать ток в R ₂ во много раз больше, чем в I _B . Если мы, например, выберем сделать I _R2 9 раз I _B , тогда ток в R ₁ будет 10 * I _B или 500 мкА.R ₁ будет 1/10 от того, что мы только что рассчитали как верхнюю границу, или 14,7 кОм. R ₂ будет составлять В _BE , деленное на 450 мкА или 1,444 кОм, что представляет собой коэффициент делителя 0,8921. Если бы мы просто использовали 8V- V _BE / 8V в качестве отношения (предположим, что V _BE = 0,65V), коэффициент делителя был бы 0,8125. С учетом I _B изменилось требуемое передаточное число. Эти значения необходимо немного изменить, если фактическое значение V _BE не равно 0.65 вольт (или β не было 200) мы использовали в этом расчете. Это указывает на главное ограничение этой схемы смещения, как мы указали в примере MOS выше. Это чувствительность к конкретным характеристикам устройства, таким как В, _{, BE} и β, а также к напряжению питания и температуре.

Следствием включения этой схемы смещения является снижение входного импеданса. Теперь вход включает параллельную комбинацию R ₁ и R ₂ на входе.Для случая MOS теперь устанавливается входное сопротивление. Для случая BJT у нас теперь есть R ₁ || R ₂ || r _π как эффективное входное сопротивление.

Есть еще одна небольшая неудобная проблема с этой схемой смещения, когда она подключена к предыдущему каскаду на пути прохождения сигнала. Эта конфигурация смещения размещает источник входного сигнала переменного тока непосредственно параллельно с R ₂ делителя напряжения. Это может быть неприемлемо, поскольку входной источник может иметь тенденцию добавлять или вычитать из постоянного напряжения, падающего на R ₂ .

Один из способов заставить эту схему работать, хотя может быть неочевидно, почему она будет работать, — это разместить разделительный конденсатор между источником входного напряжения и делителем напряжения, как показано на рисунке 9.2.3 ниже.

Рисунок 9.2.3 Конденсатор связи C _C предотвращает протекание тока смещения делителя напряжения в источник входного сигнала.

Конденсатор образует фильтр верхних частот между источником входного сигнала и делителем напряжения постоянного тока, пропуская почти всю часть входного сигнала переменного тока на транзистор, блокируя при этом все напряжение смещения постоянного тока от короткого замыкания через источник входного сигнала.Это будет иметь больше смысла, если вы поймете теорему суперпозиции и то, как она работает. Согласно суперпозиции, любую линейную двустороннюю схему можно анализировать по частям, рассматривая только один источник питания за раз, а затем алгебраически складывая эффекты всех источников питания, чтобы найти окончательный результат. Если бы мы отделили конденсатор и схему делителя напряжения R ₁ / R ₂ от остальной части усилителя, было бы легче понять, как будет работать эта суперпозиция переменного и постоянного тока.

При действии только источника сигнала переменного тока и конденсатора с произвольно низким импедансом на частоте входного сигнала почти все напряжение переменного тока появляется на R ₂ .

9.2.2 Коэффициент усиления по напряжению слабого сигнала, общий эмиттер или источник

Чтобы рассчитать коэффициент усиления по напряжению малого сигнала усилителя с общим эмиттером или истоком, нам нужно вставить в схему модель транзистора с малым сигналом. Модели малосигналов BJT и MOS FET на самом деле очень похожи, поэтому расчет усиления для обеих версий практически одинаков.Гибридные π-модели малых сигналов для усилителей BJT и MOS показаны на рисунке 9.2.4.

Рисунок 9.2.4 Модели слабого сигнала с обычным излучателем или источником.

Ниже приведены некоторые из ключевых уравнений модели, которые нам понадобятся для расчета коэффициента усиления по напряжению в каскаде усилителя. Эти уравнения используются для других конфигураций усилителей, которые мы также обсудим в следующих разделах.

(BJT)
(MOS)

Коэффициент усиления напряжения малого сигнала A _v представляет собой отношение входного напряжения к выходному напряжению:

Входное напряжение В _в (v _{должно быть} для BJT и v _GS для MOS), умноженное на крутизну g _м равно току на выходе слабого сигнала, i _o в коллекторе или стоке. В _out будет просто умножить этот ток на сопротивление нагрузки R _L, , пренебрегая на данный момент сопротивлением выхода малого сигнала r _o . Обратите внимание на знак минус из-за направления тока i _o .

Переставляя на выигрыш, получаем:

Подставляя уравнения BJT и MOS g _m , получаем:

(BJT)
(MOS)

Сравнивая эти два уравнения усиления, мы видим, что они оба зависят от токов коллектора или стока постоянного тока.Коэффициент усиления BJT обратно пропорционален В _T (тепловое напряжение), что составляет примерно 26 мВ при комнатной температуре. Тепловое напряжение, В _T увеличивается с повышением температуры, поэтому из уравнения мы видим, что коэффициент усиления фактически уменьшается с повышением температуры. Коэффициент усиления MOS обратно пропорционален перенапряжению, В _ov ( В _GS — В _th ), которое часто намного больше, чем В _T при аналогичных опережающих токах стока. к более низкому усилению для ступени MOS vs.ступень BJT для примерно равных токов смещения.

Если R _L относительно велико по сравнению с малым выходным сопротивлением сигнала, то усиление будет уменьшено, поскольку фактическая выходная нагрузка представляет собой параллельную комбинацию R _L и r _o . Фактически, r _o устанавливает верхнюю границу возможного усиления, которое может быть достигнуто с помощью каскада усилителя с одним транзистором.

9.2.3 Входное сопротивление слабого сигнала, общий эмиттер или источник

Снова посмотрим на модели малых сигналов на рисунке 9.2.4 мы видим, что для случая BJT вход V _в будет видеть r _π как нагрузку. Для корпуса MOS V _в будет в основном разомкнута цепь (по крайней мере, для низких частот). Конечно, это будет в случае отсутствия каких-либо схем смещения затвора или базы.

9.2.4 Выходное сопротивление слабого сигнала, общий эмиттер или источник

Снова посмотрев на модели малых сигналов на рисунке 9.2.4, мы видим, что как для случая BJT, так и для случая MOS выходное сопротивление представляет собой параллельную комбинацию R _L и r _o .Для большинства практических приложений мы можем игнорировать r _o , потому что он очень часто намного больше, чем R _L . Ниже приведены уравнения BJT и MOS r _o .

(BJT)
(MOS)

9.2.5 Лабораторная деятельность с общим излучателем и источником

9.3 Последователь тока, также известный как усилитель с общей базой или затвором

Повторитель тока или усилитель с общей базой / затвором имеет высокий коэффициент усиления по напряжению, относительно низкий входной импеданс и высокий выходной импеданс по сравнению с повторителем напряжения или усилителем с общим коллектором / стоком.Версии BJT и MOS показаны на рисунке 9.3.

Рисунок 9.3: Базовый токовый повторитель n-типа или общая схема базы / затвора (без учета деталей смещения)

9.3.1 Методы смещения постоянного тока, повторитель тока или усилитель с общей базой / затвором

В приложениях, где обеспечивается только положительное напряжение источника питания, требуются некоторые средства обеспечения необходимого уровня постоянного напряжения для общего вывода затвора или базы. Это может быть так же просто, как делитель напряжения между землей и источником питания.В приложениях, где доступны как положительное, так и отрицательное напряжение питания, заземление является удобным узлом для использования в качестве общего вывода затвора или базы.

Каскад с общим затвором или базой чаще всего используется в сочетании с усилителем с общим эмиттером или истоком в так называемой каскодной конфигурации. Каскод будет рассмотрен более подробно в следующей главе, посвященной многокаскадным усилителям.

9.3.2 Усиление напряжения малого сигнала, токовый повторитель или усилитель с общей базой / затвором

Для расчета коэффициента усиления по напряжению малого сигнала общей базы или затвора мы вставляем в схему модель транзистора с малым сигналом.Модели малых сигналов для усилителей BJT и MOS показаны на рисунке 9.3.1.

Рисунок 9.3.1 Токовый повторитель или модели малого сигнала с общей базой / затвором.

Как и в каскаде усилителя с общим излучателем / истоком, входное напряжение слабого сигнала, В _в (v _на для BJT и v _на для MOS), умноженное на крутизну g _m равен выходному току малого сигнала, i _o в коллекторе или стоке. В _out будет просто умножить этот ток на сопротивление нагрузки R _L, , пренебрегая на данный момент сопротивлением выхода малого сигнала r _o .

Возможно, более полезно учитывать коэффициент усиления по току ступени повторителя тока, а не его коэффициент усиления по напряжению. В случае версии MOS мы знаем, что I _S = I _D , потому что I _G = 0. Таким образом, усиление тока ступени MOS равно 1. В случае версии BJT мы знаем, что соотношение От I _C до I _E равно α и, следовательно, будет немного меньше 1.

9.3.3 Входное сопротивление, повторитель тока или усилитель с общей базой / затвором

Снова глядя на модели малых сигналов на рисунке 9.3.1, мы видим, что для случая BJT вход V _в будет видеть r _π параллельно с последовательной комбинацией g _m и R _L в качестве груза. Для корпуса MOS V _в в основном будет отображаться комбинация серий г _м и R _L .Приведенное ниже уравнение (из модели T малого сигнала BJT) связывает g _m и сопротивление на эмиттере r _E . Мы также можем использовать это соотношение, чтобы получить сопротивление, наблюдаемое в источнике r _S .

(также r _S для MOS)

Здесь также важно отметить, что 100% (без учета I _B в случае BJT) тока от входного источника протекает через транзистор и становится выходным током.Таким образом, имя текущего последователя.

9.3.4 Выходное сопротивление, повторитель тока или усилитель с общей базой / затвором

Снова глядя на модели слабого сигнала на рисунке 9.3.1, мы видим, что как для случая BJT, так и для случая MOS выходное сопротивление представляет собой параллельную комбинацию R _L и r _o . В целом мы можем предположить, что это правда, если учесть, что В _в питается от источника напряжения с низким импедансом (почти идеальным). Если это не так, то конечное выходное сопротивление должно быть добавлено последовательно с r _или .Если вход токового повторителя управляется относительно высоким выходным сопротивлением усилителя крутизны, такого как общий эмиттер или усилитель-исток более ранней модели, то выходное сопротивление комбинированного усилителя может быть очень высоким. Для большинства практических приложений мы можем игнорировать r _o , потому что он очень часто намного больше, чем R _L .

ADALM1000 Lab Activity, BJT-усилитель с общей базой
ADALM1000 Lab Activity, BJT Common Gate Amplifier
ADALM1000 Lab Activity, сложенный каскодный усилитель

9.4 повторителя напряжения (также называемые повторителем эмиттера или истока или усилителями с общим коллектором или стоком)

Эмиттерный или истоковый повторитель часто называют общим коллекторным или стокным усилителем, потому что коллектор или сток являются общими для входа и выхода. Эта конфигурация усилителя, показанная на рисунке 9.4, имеет выходной сигнал, полученный от резистора эмиттер / исток, и полезна в качестве устройства согласования импеданса, поскольку его входное сопротивление намного выше, чем его выходное сопротивление. По этой причине повторитель напряжения также называют «буфером».

Рисунок 9.4: Базовый повторитель напряжения n-типа или общая цепь коллектор / сток (без учета деталей смещения)

Коэффициент усиления повторителя напряжения всегда меньше единицы, поскольку r _E и R _L или r _S и R _L образуют делитель напряжения. Смещение между входом и выходом устанавливается падением В, _BE примерно на 0,65 В ниже базы для BJT и В _GS ниже затвора для MOS.Функция этой конфигурации заключается не в усилении напряжения, а в согласовании усиления по току или мощности и импеданса. Входное сопротивление намного выше, чем его выходное сопротивление, так что источник сигнала не должен подавать на вход столько энергии. Это видно из того факта, что ток базы примерно в 100 раз (β) меньше тока эмиттера. Низкое выходное сопротивление эмиттерного повторителя соответствует низкоомной нагрузке и буферизует источник сигнала от этого низкого импеданса.

9.4.1 Методы смещения постоянного тока, повторитель напряжения или усилитель с общим коллектором / стоком

Ток коллектора / источника в основном определяется резистором эмиттер / исток, поэтому основными переменными конструкции в этом случае являются просто R _L и напряжение источника питания.

9.4.2 Коэффициент усиления по напряжению, усилитель с общим коллектором или стоком

Чтобы вычислить усиление по напряжению при слабом сигнале конфигурации повторителя напряжения, мы вставляем в схему модель транзистора с малым сигналом.Модели малых сигналов для усилителей BJT и MOS показаны на рисунке 9.4.1.

Рисунок 9.4.1 Модели с малым сигналом повторителя напряжения.

Пример 9.4.2 Расчет усиления напряжения

Для схемы на рисунке 9.4.2 рассчитайте коэффициент усиления по напряжению A _В = В _{на выходе} / В _на .

Рисунок 9.4.2 Пример усиления напряжения BJT

Чтобы использовать формулу усиления по напряжению, которую мы только что получили с помощью моделей слабого сигнала, нам нужно сначала вычислить r _E .В разделе 9.3.3 дано уравнение для r _E :

Чтобы использовать эту формулу, нам необходимо знать I _E . Мы знаем, что напряжение на R _L составляет В, _из . Мы также знаем, что V _out = V _in — V _BE . Если мы используем оценку В _BE как 0,6 вольт, мы получим В _из = 5,6 — 0,6 или 5 вольт. Если R _L составляет 1 кОм, то I _E составляет 5 мА.Используя значение комнатной температуры для В _T = 25 мВ, получаем r _E равно 5 Ом. Подставляя эти значения в наше уравнение усиления, мы получаем:

9.4.3 Входное сопротивление, повторитель напряжения (общий коллектор или сток)

(BJT)

9.4.4 Выходное сопротивление, повторитель напряжения (общий коллектор или сток)

Выходной импеданс представляет собой простую параллельную комбинацию резистора эмиттера (истока) R _L и сопротивления эмиттера (источника) малого сигнала транзистора r _E .Снова из раздела 9.3.3 уравнение для r _E выглядит следующим образом:

Точно так же сопротивление источника слабого сигнала, r _S , для МОП-транзистора составляет 1/ g _m .

Возвращаясь к нашему примеру усиления на рисунке 9.4.2, мы также можем рассчитать выходное сопротивление, которое будет параллельной комбинацией 1 кОм R _L и 3 Ом r _E или 2,99 Ом.

9.4.5 Повторитель напряжения (общий коллектор или сток) Лабораторные работы

9.Обратная связь серии 5: вырождение излучателя / источника

Усилители с общим эмиттером / истоком дают усилителю инвертированный выходной сигнал и могут иметь очень высокий коэффициент усиления и могут широко варьироваться от одного транзистора к другому. Коэффициент усиления сильно зависит как от температуры, так и от тока смещения, поэтому фактическое усиление в некоторой степени непредсказуемо. Стабильность — еще одна проблема, связанная с цепями с таким высоким коэффициентом усиления из-за возможной непреднамеренной положительной обратной связи. Другие проблемы, связанные со схемой, включают низкий входной динамический диапазон, обусловленный пределом слабого сигнала; при превышении этого предела возникает сильное искажение, и транзистор перестает вести себя как его модель с малым сигналом.Когда вводится отрицательная обратная связь, многие из этих проблем уменьшаются, что приводит к повышению производительности. Есть несколько способов ввести обратную связь в этом простом каскаде усилителя, самый простой и самый надежный из которых достигается путем введения небольшого резистора в цепь эмиттера (R _E ). Это также называется последовательной обратной связью. Величина обратной связи зависит от относительного уровня сигнала, падающего на этом резисторе. Сигнал, видимый на R _E , не в фазе с сигналом, видимым на V _из и, таким образом, вычитается из V _из , уменьшая его амплитуду.Когда значение резистора эмиттера приближается к значению резистора нагрузки коллектора (R _L ), коэффициент усиления приближается к единице (A _v ~ 1).

Рисунок 9.5: Добавление резистора эмиттер / исток уменьшает усиление. Однако с повышенной линейностью и стабильностью

Гораздо реже включать резистор дегенерации в конструкции МОП. Это связано с тем, что в микроэлектронных интегральных схемах коэффициент усиления ( г _м ) устройства можно регулировать путем изменения отношения W / L.Такая степень свободы проектирования обычно недоступна в биполярных (BJT) процессах.

Пример смещения постоянного тока с вырождением эмиттера

Есть несколько практических правил смещения BJT:

1. Установите I _E , а не I _B или V _BE : меньшая зависимость от β и температуры ( V _T )
2. Допускается 1/3 V _CC через R _C , V _CE и R _B2
3.Экономьте электроэнергию, допуская только 10% I _E с R _B

Для схемы на рисунке 9.5.1 дано следующее: В _CC = 20 В; I _E = 2 мА; β = 100. Исходя из наших практических правил, мы устанавливаем V _B = 1/3 * V _CC = 6,7 V .

Рисунок 9.5.1 Пример смещения постоянного тока

V _B = (R _B2 / (R _B1 + R _B2 )) * V _CC ⇒ 6.7V = ( _{рэнд B2} / ( _B1 рэнд + _B2 )) * 20 (1)

V _CC / (R _B1 + R _B2 ) = 0,1 * I _E ⇒ 20 / (R _B1 + R _B2 ) = 200 мкА (2)

Решая уравнения (1) и (2), получаем:

R _B1 = 2R _B2 , затем из (2)

3R _B2 = 20/200 мкА = 100 кОм

Итак, R _B2 = 33 кОм и R _B1 = 66 кОм

Теперь у нас есть V _E = V _B — V _BE = 6.7 — 0,7 = 6 В и I _E составляет 2 мА : R _E = В _E / I _E = 6/2 мА = 3 кОм.

I _C = (β / (β + 1)) * I _E = (100/101) * 2 мА = 1,98 мА и I _B = I _C / β = 1,98 мА / 100 = 19,8 мкА.

Из наших практических правил мы знаем, что В _C = 2/3 * 20 В = 13,3 В

Итак, чтобы найти R _L , мы имеем: R _L = ( V _CC — V _C ) / I _C = (20-13.3) / 1,98 мА = 3,4 кОм

9.5.1 Коэффициент усиления слабого сигнала по напряжению с вырождением эмиттер / источник

Чтобы рассчитать усиление по напряжению малого сигнала усилителя с общим эмиттером / истоком с добавлением вырождения эмиттер / исток, мы снова вставляем в схему модель транзистора с малым сигналом. Модели малых сигналов для усилителей BJT и MOS показаны на рисунке 9.5.1.

Рисунок 9.5.1 Общий излучатель / источник с вырождением

Импеданс R _E уменьшает общую крутизну g _m схемы в g _m R _E + 1, что дает выигрыш по напряжению:

(при г _м R _E »1)

Таким образом, коэффициент усиления по напряжению зависит почти исключительно от соотношения резисторов R _L / R _E , а не от внутренних и непредсказуемых характеристик транзистора.Таким образом, характеристики искажения и стабильности схемы улучшаются за счет уменьшения усиления.

Возвращаясь к нашему предыдущему примеру смещения, рисунок 9.5.1, значения для I _C = 2 мА, R _L = 3,4 кОм и R _E = 3 кОм, чтобы вычислить усиление малого сигнала, мы сначала находим g _m = I _C / V _T = 2 мА / 25 мВ = 0,08. Используя нашу формулу для A _V :

9.5.2 Входное сопротивление слабого сигнала с искажением эмиттер / источник

Снова посмотрев на модели малых сигналов на рисунке 9.4.1, мы видим, что для случая BJT вход V _в см. R _ последовательно с резистором дегенерации R _E в качестве нагрузки. Для корпуса МОП В, , _, видим в основном обрыв цепи.

9.5.3 Выходное сопротивление слабого сигнала с искажением эмиттер / источник

Снова посмотрим на модели малых сигналов на рисунке 9.5.1 мы видим, что как для случая BJT, так и для случая MOS, как и в более раннем каскаде с общим эмиттером / истоком, выходное сопротивление представляет собой параллельную комбинацию R _L и r _o , но теперь резистор вырождения R _E идет последовательно с r _или . Для большинства практических приложений мы можем игнорировать r _o , потому что он очень часто намного больше, чем R _L .

9.5.4 Методы смещения постоянного тока с дегенерацией эмиттера / источника

В основном те же методы, что и в простом каскаде усилителя с общим излучателем / истоком, которые обсуждались в разделе 9.2.1, может использоваться при добавлении резистора дегенерации эмиттера. Добавленное напряжение на R _E (R _E * I _E ) должно быть добавлено к уровню смещения. Это дополнительное падение напряжения фактически делает рабочую точку (I _C ) гораздо менее чувствительной к уровню смещения.

Коэффициент усиления по напряжению малого сигнала усилителя с общим эмиттером и сопротивлением эмиттера составляет примерно R _L / R _E . В случаях, когда требуется усиление более 5-10, R _E может стать настолько малым, что необходимое условие хорошего смещения, V _E = R _E * I _E > 10 * V _T не может быть достигнуто.Способ восстановить небольшой коэффициент усиления напряжения сигнала при сохранении желаемого рабочего смещения постоянного тока состоит в использовании байпасного конденсатора, как показано на рисунке 9.5.4. Для слабого сигнала переменного тока сопротивление эмиттера составляет всего R _E1 , в то время как для смещения постоянного тока сопротивление эмиттера представляет собой последовательную комбинацию R _E = R _E1 + R _E2 . Здесь можно применить расчеты для усилителя с общим эмиттером с вырождением эмиттера, заменив R _E на R _E1 при вычислении коэффициента усиления усилителя, а также входного и выходного импедансов, поскольку достаточно большой байпасный конденсатор приводит к замыканию R _E2 и эффективно удаляется из схемы для достаточно высокочастотных входов.

Рисунок 9.5.4 Добавление обводного конденсатора эмиттера

Используя наше предыдущее упражнение со смещением на рисунке 9.5.1 в качестве примера, но разделив 3 кОм R _E на два резистора, как на рисунке 9.5.4, с R _E1 = 1 кОм и R _E2 = 2 кОм с C ₁ = 1 мкФ мы можем пересчитать усиление слабого сигнала для высоких частот, где C ₁ эффективно закорачивает R _E2 , чтобы получить:

Однако добавление байпасного конденсатора C ₁ изменяет низкочастотную характеристику схемы.Из наших двух вычислений коэффициента усиления мы знаем, что коэффициент усиления схемы по постоянному току составляет -1,13, а коэффициент усиления увеличивается до -3,36 для высоких частот. Поэтому мы можем предположить, что частотная характеристика состоит из относительно низкочастотного нуля, за которым следует несколько более высокочастотный полюс. Формулы для нуля и полюса следующие:

где R ’ _E = R _E2 || (R _E1 + R _E )

Для нашего примера задачи с R _E1 = 1K, R _E2 = 2K и C ₁ = 1uF мы получаем частоту для нуля, равную 80 Гц, и частоту для полюса, равную 237 Гц.Смоделированная частотная характеристика от 1 Гц до 100 кГц для примерной схемы показана на рисунке 9.5.5.

Рисунок 9.5.5 смоделированная частотная характеристика

9.5.5 Резюме — выполнение анализа слабого сигнала:

1. Найдите рабочую точку постоянного тока.
2. Рассчитать параметры слабого сигнала: g _m , r _ , r _e и т. Д.
3. Заменить источники постоянного напряжения заземлением переменного тока и источники постоянного тока с разомкнутыми цепями.
4. Замените транзистор на модель со слабым сигналом (гибридная модель π или модель T)

9.6 Теорема Миллера

На этом этапе мы собираемся отвлечься, чтобы обсудить теорему Миллера. Хотя методы, которые мы использовали до этого момента, являются полностью общими, существуют определенные конфигурации, которые поддаются более простому анализу с помощью теоремы Миллера. Теорема Миллера утверждает, что в линейной цепи, если есть ветвь, где импеданс Z, соединяет два узла с узловыми напряжениями В ₁ и В ₂ , эта ветвь может быть заменена двумя другими ветвями, соединяющими соответствующие узлы относительно земли импедансами соответственно Z / (1- K ) и KZ / ( K -1), где усиление от узла 1 к узлу 2 составляет K = В ₂ / В ₁ .

Рисунок 9.6.1 Теорема Миллера

На этом этапе мы рассмотрим шаги, которые показывают, как рассчитываются импедансы Миллера. Мы можем использовать эквивалентную технику двухпортовой сети для замены двухпортовой сети, представленной на рисунке 9.6.1 (a), на его эквивалент на рисунке 9.6.2.

Заменив источники напряжения на рисунке 9.6.2 на их эквивалентные источники тока Norton, мы получим рисунок 9.6.3.

Используя теорему о поглощении источника (см. Приложение в конце этой главы), мы получаем рисунок 9.6.4.

Это дает нам рисунок 9.6.5 (который является рисунком 9.6.1 (b)), когда мы параллельно объединяем два импеданса.

9,7 Обратная связь по шунту:

Другой метод смещения для усилителя с общим эмиттером или истоком, называемый шунтирующей обратной связью, достигается путем подачи некоторой части сигнала коллектора или стока обратно на вход на базе или затворе. Это осуществляется с помощью резистора смещения (R _F ), как показано на рисунке 9.7.1. Резистор R _F подключается между двумя узлами, которые имеют коэффициент усиления, A _V ( K ), между ними, и, таким образом, применение теоремы Миллера является лучшим способом анализа характеристик слабого сигнала этой схемы.

Рисунок 9.7.1 Обратная связь между стоком и затвором (а) и коллектор-база (b)

9.7.1 MOS версия

На рисунке 9.7.1 (a) показан усилитель NMOS с общим истоком, использующий смещение обратной связи по стоку. Этот тип смещения часто используется с полевыми МОП-транзисторами в режиме улучшения и может быть полезен при работе от источника питания низкого напряжения ( В, , ₊ ).Если Vin связан по переменному току, напряжение на затворе равно напряжению на стоке ( В _GS = В _DS ), поскольку ток затвора не течет через R _F . Если Vin подключен по постоянному току, то делитель напряжения образован R _F и R _S и В _GS будет меньше В _DS . Полезно отметить, что транзистор всегда находится в насыщении, когда В _GS = В _DS .Если по какой-либо причине ток стока увеличивается, например, при изменении В, ₊ , напряжение затвора падает. Пониженное напряжение затвора, в свою очередь, вызывает уменьшение тока стока, что приводит к увеличению напряжения затвора. Петля отрицательной обратной связи достигает равновесия, которое является точкой смещения для схемы.

В некоторых таблицах данных для расширенных МОП-транзисторов указано значение I _D (on), где V _GS = V _DS lf I _D (on) известен, компонент схемы может быть легко вычислен. как показано в Примере 9.3. Входное сопротивление схемы, использующей смещение обратной связи по стоку, равно значению R _F , деленному на коэффициент усиления по напряжению плюс один.

9.7.2 Версия BJT Методы смещения постоянного тока

В этой конфигурации используется отрицательная обратная связь для стабилизации рабочей точки. В этой форме смещения резистор обратной связи по базе R _F подключен к коллектору, а не к источнику постоянного тока В ₊ . Таким образом, любое сильное увеличение тока коллектора вызовет падение напряжения на резисторе R _L , что, в свою очередь, уменьшит базовый ток транзистора.

Если мы предположим, что входной источник Vin связан по переменному току и в R _S не течет постоянный ток смещения, из закона Кирхгофа, напряжение В _RF на базовом резисторе R _F будет:

По модели Эберса – Молла I _c = βI _b , и поэтому:

По закону Ома базовый ток I _b = В _RF / R _F , и поэтому:

Следовательно, базовый ток I _b равен:

Если В _BE поддерживается постоянным и температура увеличивается, то ток коллектора I _c увеличивается.Однако большее значение I _c приводит к увеличению падения напряжения на резисторе R _L , что, в свою очередь, снижает напряжение В _RF на базовом резисторе R _F . Более низкое падение напряжения на базовом резисторе уменьшает базовый ток I _b , что приводит к меньшему току коллектора I _c . Поскольку увеличение тока коллектора с температурой противоположно, рабочая точка остается более стабильной.

Плюсов:

1. Цепь стабилизирует рабочую точку от изменений температуры и β (т.е.Варианты процесса транзистора)

Минусы:

1. В этой схеме, чтобы I _c не зависел от β, должно выполняться следующее условие:

что имеет место, когда:

1. Поскольку β фиксировано (и, как правило, точно не известно) для данного транзистора, это соотношение может быть удовлетворено либо сохранением R _L достаточно большим, либо очень низким R _F .

2. Если R _L большой, необходим высокий V ₊ , что увеличивает стоимость, а также меры предосторожности, необходимые при обращении.

3. Если R _F низкий, обратное смещение в области коллектор – база невелико, что ограничивает диапазон колебаний напряжения коллектора, при котором транзистор остается в активном режиме.

4. Резистор R _F вызывает обратную связь по переменному току, уменьшая коэффициент усиления по напряжению усилителя.Этот нежелательный эффект является компромиссом для большей стабильности рабочей точки покоя.

Использование: Обратная связь также уменьшает входное сопротивление усилителя, если смотреть со стороны базы, что может быть выгодно. Из-за снижения усиления от обратной связи эта форма смещения используется только тогда, когда требуется компромисс для стабильности.

Пример 9.7.2 Использование теоремы Миллера

Для усилителя, показанного на рисунке 9.7.2 (a), с источником входного сигнала со связью по постоянному току В _в рассчитайте входное и выходное сопротивление и коэффициент усиления по напряжению A _В .Сначала нам нужно начать с предварительного анализа постоянного тока, чтобы определить рабочую точку Q ₁ . Для этого мы установили В, _в на ноль вольт, , т.е. замкнули. Если предположить, что напряжение В _BE составляет 0,65 вольт, мы получим 65 мкА, протекающие через резистор 10 кОм R _S . Учитывая, что В ₊ составляет 10 В, мы хотели бы, чтобы В _из было 5 вольт. Ток в R _L равен 500 мкА и будет делиться между коллектором Q ₁ и резистором обратной связи R _F .Напряжение на резисторе обратной связи 62,7 кОм составляет 5-0,65 или 4,35 В. Ток в R _F делится между током в R _S и I _B . Базовый ток I _B равен 4,35 / 62,7 кОм — 65 мкА или 4,3 мкА. У нас должен быть ток коллектора от 500 до 69,3 мкА или 430,3 мкА с β около 100.

Если мы воспользуемся теоремой Миллера и заменим резистор обратной связи R _F на два его эквивалентных сопротивления, мы получим рисунок 9.7.2 (b). Предполагая, что усиление напряжения от базы к коллектору A _В значительно больше 1, мы можем сделать упрощение, что A _В / (A _В -1) близко к 1.Эффективное сопротивление нагрузки R _Leq , которое мы будем использовать для расчета усиления, будет 10 кОм || 62,7 кОм или 8,62 кОм. Теперь мы можем использовать те же уравнения усиления слабого сигнала для обычного эмиттера или источника, которые мы использовали в разделе 9.2.2. Ток коллектора 430 мкА дает нам г _м 430 мкА / 25 мВ или 0,0172. Мы знаем, что A _V = — г _m R _Leq или A _V = -0,0172 * 8,62K = -148, что равно »1.Входное сопротивление, видимое в основании Q ₁ , будет равно r _π из Q ₁ , что равно β / g _м или 100 / 0,0172 = 5,814 кОм, параллельно с сопротивлением Миллера 62,7 кОм / 149 = 421 Ом, таким образом, эффективное входное сопротивление R _base будет около 392,5 Ом.

Рисунок 9.7.2 Пример использования теоремы Миллера

Входное сопротивление источника R _S и эквивалентное сопротивление на базе R _{на базе} образуют делитель напряжения.Чтобы вычислить общее усиление напряжения от источника напряжения В, _{, от} до В, _из , мы умножаем это отношение делителя на усиление базы к коллектору, A _В , которое мы только что вычислили.

Из нашего исследования конфигурации инвертирующего операционного усилителя в главе 3 мы узнали, что для усилителей с менее чем бесконечным коэффициентом усиления фактическое усиление будет меньше, чем предсказывает идеальное уравнение усиления, Gain = -R _F / R _S .Если бы наш одиночный транзисторный усилитель имел бесконечное усиление, коэффициент усиления от В, _в до В, _из был бы 62,7 кОм / 10 кОм или 6,27. В главе 3 мы получили оценку процентной ошибки ε из-за конечного усиления A _В (помните, что β в этом уравнении — это коэффициент обратной связи, а не коэффициент усиления по току транзистора):

Фактическое усиление 5,6 примерно на 10% меньше идеального усиления 6,27.

Упражнение 9.7

Часть 1 Рабочая точка постоянного тока:

Для схемы на рисунке 9.7.3 рассчитайте необходимое R _F для смещения рабочей точки постоянного тока так, чтобы В _{на выходе} было равно ½ напряжения питания или + 5 В, когда Vin = 0. Предположим, В _BE = 0,65 В и β = 200.

Часть 2 Усиление и сопротивление слабого сигнала:

Учитывая значение R _F , вычисленное в части 1, вычислите коэффициент усиления по напряжению A _В , входное сопротивление R _{по базе} и выходное сопротивление R _{на выходе} .Также рассчитайте общий коэффициент усиления по напряжению В _{на выходе} / В _на и объясните, почему это значение отличается от идеального значения –R _F / R _S .

9.7.5 Эффект Миллера

Эффект Миллера является ключом к прогнозированию частотной характеристики инвертирующего каскада усилителя, в который включена емкостная обратная связь. Обычно в каскаде усиления напряжения имеется полюс нижних частот, создаваемый R _S источника сигнала и конденсатором обратной связи C _C .Но отсечка низких частот определяется не просто R _S и C _C . Эффект Миллера создает эффективную емкость на базе / затворе транзистора, которая выглядит как C _C , масштабированная на коэффициент усиления по напряжению усилителя.

Рисунок 9.7.3 Конденсатор обратной связи Миллера

Эффект Миллера особенно полезен, когда вы пытаетесь создать фильтр нижних частот на операционном усилителе IC с относительно низкой частотой среза. Трудность в том, что большие конденсаторы сложно изготовить, потому что они занимают много места на ИС.Решение состоит в том, чтобы сделать небольшой конденсатор, а затем масштабировать его поведение с помощью эффекта Миллера.

Эквивалентная схема

Вот упрощенная версия схемы выше.

Рисунок 9.7.4 Эквивалентная схема обратной связи Миллера

Миллер сказал, что вы можете приблизительно определить входную емкость, заменив C _C другой емкостью C _M на R _IN . Насколько больше C _M ? C _C умножается на коэффициент усиления по напряжению (A _V = г _м R _L ) усилителя.Теорема Миллера также утверждает, что на R _L будет конденсатор C ‘ _C , который равен C _C раз (A _V +1) / A _V , что для больших значений A _V мы принимаем равным 1.

Как это работает? Что ж, мы знаем, что при приложении напряжения к конденсатору протекает ток. Насколько ток зависит от емкости: I = C _C · ΔV / Δt. Однако в этой схеме усиление напряжения на R _L вызывает гораздо большее ΔV через C _C , в результате чего через C _C протекает еще больший ток.Поэтому с точки зрения В, _В, , она выглядит намного большей емкостью.

Пример 9.7.3 Пример емкости Миллера

В этом примере мы будем использовать схему, показанную на рисунке 9.7.5, чтобы проиллюстрировать умножение Миллера конденсатора обратной связи C _C . Резисторы смещения R ₁ и R _S выбраны для установки такой рабочей точки постоянного тока, что В _{на выходе} имеет значение постоянного тока приблизительно В, + / 2 или 5 В.С данным сопротивлением R _L 10 кОм усиление напряжения слабого сигнала низкой частоты A _В составляет примерно 80.

Теперь мы можем рассчитать частоту -3 дБ и частоту единичного усиления (0 дБ) для конденсатора обратной связи C _C , равным 0,001 мкФ. Частота, на которой усиление от В _в до В _{на выходе} падает на -3 дБ от его значений постоянного тока, примерно равна:

Частота единичного усиления примерно равна:

Рисунок 9.7.5 Пример емкости Миллера

Схема на рисунке 9.7.5 была смоделирована, а частотная характеристика переменного тока от 1 Гц до 1 МГц показана на рисунке 9.7.6. Коэффициент усиления от В _в до В _{на выходе} в дБ составляет 20Log (A _В ) или около 38 дБ . Частота -3 дБ в этом случае будет там, где кривая усиления пересекает 35 дБ (~ 263 Гц), а частота единичного усиления будет там, где кривая усиления пересекает линию 0 дБ (~ 21.7 кГц). Результаты моделирования достаточно хорошо согласуются с нашими приблизительными ручными расчетами. Для наших ручных расчетов мы предположили, что R ₁ был достаточно большим, чем R _S , поэтому его можно было игнорировать, а также r _π Q ₁ было достаточно большим, чтобы не оказывать существенного влияния на R _S .

Рисунок 9.7.6 Моделирование частотной развертки

Краткое содержание главы:

• Каскад с общим эмиттером имеет высокое усиление, но низкий входной и высокий выходной импеданс.

• R _E Вырождение эмиттера улучшает входной импеданс и обеспечивает отрицательную обратную связь для стабилизации рабочей точки постоянного тока, но с некоторой потерей усиления.

• Каскад с общей базой имеет низкий входной и высокий выходной импеданс, но хорош на высоких частотах. Хороший текущий буфер иногда называют текущим последователем.

• Общий коллекторный или эмиттерный повторитель может быть смещен с большим входным сопротивлением и низким выходным сопротивлением, но имеет примерно единичное усиление.Хороший буфер напряжения.

Приложение: Теорема поглощения источника

Теорема поглощения источника имеет две двойные формы: теоремы поглощения источника напряжения и теоремы поглощения источника тока.

Теорема поглощения источника напряжения утверждает, что если в одной ветви цепи с током I есть источник напряжения, управляемый I, источник можно заменить простым импедансом со значением, равным коэффициенту управления источником.

Доказательство тривиально.Импеданс Z, по которому протекает ток I, имеет такое же падение напряжения, которое генерирует управляемый I источник на своих выводах.

Теорема о поглощении источника тока утверждает, что если в одной ветви цепи есть источник тока, управляемый напряжением В , источник можно заменить простой проводимостью со значением, равным коэффициенту управления источником.

Доказательство снова тривиально. Полное сопротивление Y, подаваемое к напряжению В , накладывает тот же ток, что и источник Y В .

Пример A1: Определение сопротивления эмиттера с помощью теоремы о поглощении источника

На рисунке A9.3 показана модель транзистора с эквивалентной схемой малых сигналов. Найдите сопротивление Rin, глядя в эмиттер (с базой и коллектором на заземлении переменного тока слабого сигнала).

Используя то, что мы только что узнали о теореме поглощения источника для источников тока, мы знаем, что мы можем заменить управляемый источник с сопротивлением, равным 1/ г _м его крутизны.

Темы для продвинутых:

AT1 Поколение диода смещения

.