Усилители тока: 30411-05: FREJA CA3 Усилители тока

Усилители постоянного тока | Основы электроакустики

Усилители постоянного тока  Общие сведения. Усилители постоянного тока УПТ могут уси­ливать электрические колебания со спектром частот от 0 до fв, оп­ределяемой назначением и условиями работы. По принципу дейст­вия различают усилители прямого усиления и. с преобразованием. В усилителях постоянного тока с преобразованием усиливаемый постоянный ток преобразуется в переменный и усиливается с по­следующим выпрямлением (усиление с модуляцией и демодуляцией сигнала — МДМ).

Особенность схем УПТ прямого усиления, наличие гальвани­ческой (непосредстенной) связи между выходным электродом уси­лительного элемента (коллектором, анодом) одного каскада и входным электродом усилительного элемента (базой, сеткой) сле­дующего каскада. При этом цепь связи между каскадами не содер­жит реактивных элементов (конденсаторов, трансформаторов), поэтому возможно прохождение сигналов любой частоты (вплоть до нулевой).

Гальваническая связь, хорошо передавая перепады потенциа­лов и медленные изменения токов между каскадами, затрудняет установку режима работы усилительного элемента, вызывает не­стабильность работы самого усилителя. При изменениях напряже­ния источников питания и режимов работы усилительных элемен­тов или их параметров возникают медленные изменения токов, которые через цепи гальванической связи передаются на вход усили­теля и приводят к изменениям выходного сигнала. Эти изменения выходного сигнала неотличимы от изменений, вызванных воздей­ствием полезного сигнала на входе усилителя.

Дрейф нуля и способы его снижения. Изменения выходного напряжения, обусловленные внутренними процессами в усилителе (нестабильностью напряжения источников питания, или параметров активных и пассивных элементов схемы, изменениями температу­ры окружающей среды и т. д.) и не связанные со входным напря­жением, называют дрейфом нуля усилителя. Абсолютный дрейф нуля характеризуется максимальным изменением выходного напря­жения при отсутствии сигнала на входе (при замкнутом входе) усилителя за определенный промежуток времени. Напряжение дрейфа, приведенное ко входу усилителя, равно отношению напря­жения абсолютного дрейфа к коэффициенту усиления усилителя: Uдр. вх = U др.вых.макс/K. Значение этого напряжения ограничивает минимально различи­мый входной сигнал (т. е. определяет чувствительность усилителя). Для нормальной работы усилителя напряжение дрейфа не должно превышать заданного минимального напряжения усиливаемого сиг­нала. Если напряжение дрейфа на входе усилителя окажется того же порядка или больше напряжения сигнала, уровень искажений усили­теля превысит допустимую величину, что может вызвать смещение ра­бочей точки усилителя вне рабочей области характеристик усили­тельного элемента («дрейф нуля»).

Основными способами уменьшения напряжения дрейфа явля­ются:

• стабилизация напряжения или тока всех источников питания, влияющих на режим усилительного каскада;
• применение глубокой ООС;
• компенсация температурного дрейфа элементами с нелиней­ной зависимостью параметров от температуры;
• применение баланс­ных (мостовых) схем;
• преобразование постоянного тока, в перемен­ный и усиление переменного тока с последующим выпрямлением.

Схемы усилителей постоянного тока. Важными задачами при построении схем УПТ являются согласование потенциалов (на вхо­де усилителя, в точках соединения каскадов, и на выходу, при под­ключении нагрузки) и обеспечение стабильности работы при изме­нениях режимов и параметров элементов схемы. Усилители постоян­ного тока могут быть одно- и двухтактными.

В однотактной схеме УПТ прямого усиления на­пряжение сигнала с выхода одного усилительного элемента непо­средственно поступает на вход следующего усилительного элемента. Одновременно с напряжением сигнала на вход следующего усили­тельного элемента (например, V2) поступает напряжение питания цепи предыдущего транзистора VI. Для согласования потенциала коллектора транзистора VI с потенциалом базы последующего кас­када на транзисторе V2 следует скомпенсировать коллекторное на­пряжение первого каскада. С этой целью в эмиттерную цепь V2 включают резистор Raz, в результате чего напряжение смещения цепи базы транзистора V2 Uбэ2 = Uкэ1 + Uэ1 — UЭ2. Для получения требуемого тока коллектора в транзисторе V2 напряжение U3n на резисторе RЭ2 должно превышать напряжение U3i на резисторе Rзь Потенциалы коллекторов последующих транзисторов должны быть высокими. Эти требования выполняются уменьшением сопротивлений Rк и увеличением R3 последующих каскадов, т. е. выбором RK3<Rк2<RK1 и Rэз>RЭ2>Rэ1. При таком выборе резисторов Rк и Ra снижается усиление последующих кас­кадов. Следует учитывать, что резисторы R3i, Raz и Rэз в схеме УПТ не только компенсируют коллекторное напряжение, поступаю­щее на базу, но и осуществляют стабилизацию режима транзисто­ров за счет ООС по току. Благодаря ООС параметры усилителя (Кв, Кт, rвх, rвых) в меньшей степени зависят от параметров тран­зистора и обладают большей стабильностью при их изменениях. Сопротивление R3 последнего каскада обычно выбирают из усло­вий получения необходимой стабильности режима работы, а нуж-ное смещение на базе устанавливают с помощью делителя RоRаз или- стабилитрона V4, подключаемого к цепи эмиттера (как пока­зано на рисунке пунктирной линией). Если эмиттерный ток транзистора меньше рабочего тока стабилитрона, в схему (для обеспе­чения его номинального режима) дополнительно вводят резистор rq. Балансные схемы в сочетании со взаимной компенсацией, глу­бокой ООС и термокомпенсацией нелинейными элементами позво­ляют значительно увеличить стабильность УПТ. В большинстве случаев балансные схемы усилителей выполняют двухтактными. Для уменьшения дрейфа нуля применяют балансные схемы усилителей параллельного и последовательного типа. В схеме параллельного балансного каскадакол­лекторные резисторы RK1 и RК2 и внутренние сопротивления транзисторов образуют четыре плеча моста. К одной диагонали моста между цепями коллектор — эмиттер подключается напряжение пи­тания, а к другой (между коллекторами) — нагрузка. Входной уси­ливаемый сигнал прикладывается к базам обоих транзисторов. При RK1=RK2 и идентичных транзисторах плечи моста симметричны. Если сигнал на входе схемы отсутствует (Uи=0), разность потен­циалов между коллекторами VI и V2 также равна нулю. Если Uвх=/=0, потенциалы на коллекторах транзисторов получают одинаковые по величине, но разные ло знаку приращения (AUK1 = .=. — АUка), вследствие чего , в нагрузке появляется ток. Балансные каскады парал­лельного типа могут быть ис­пользованы в качестве первых высокостабильных каскадов многокаскадных усилителей, а также в качестве выходных каскадов, если нужно получить симметрично изменяющееся напряжение (например, для отклоняю­щих пластин осциллографической трубки) или симметрично изменяющийся ток (например, для отклоняющих катушек электронно-лучевых трубок, обмоток реле). Высокая стабильность выходных данных объясняется тем, что изменения режима (темпе­ратуры, напряжения источника) в симметричной схеме приводят к одинаковым изменениям потенциалов на коллекторах, поэтому вы­ходное напряжение и ток в нагрузке не меняются. В симметричной схеме ток через резистор R9 можно считать не измененным (АIэ1= — АIэ2). Следовательно, обратная связь в схеме не возникает. Регулировкой сопротивления резистора связи R1 с отводом средней точки можно уменьшить колебания токов коллекторов. Резистор R1, являясь сопротивлением обратной свя­зи, снижает усиление, однако предотвращает закрывание одного из транзисторов при малейшем разбалансе базовых потенциалов, чем расширяет динамический диапазон входных сигналов. Балансные каскады последовательного типа на транзисторах распрортранения не получили, поскольку обладают большим дрей­фом нуля. Усилители постоянного тока прямого усиления обеспечивают усиление сигналов лишь в сотни микровольт и выше. Для усиления более слабых сигналов используют УЛТ с преобразованием посто­янного тока в переменный с последующим усилением и выпрямле­нием..

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

УПТ С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ

Высокое входное сопротивление, малый температурный дрейф (в термостабильной точке), низкий уровень шумов позволяют использовать ПТ в схемах усилителей постоянного тока. Наличие термостабильной точки у полевых транзисторов выгодно отличает их от электронных ламп и биполярных транзисторов, используемых в УПТ.

Рис. 1. Простейшие схемы УПТ. а — истоковый повторитель; б — истоковый повторитель с компенсацией дрейфа тока затвора.

В этом параграфе будут рассмотрены простейшие схемы УПТ, а также более сложные балансные каскады на полевых транзисторах.

Полевой транзистор при токе стока, соответствующем точке «нулевого» дрейфа, в схеме простейшего УПТ (рис. 1, а) может иметь очень малый дрейф. Так, при изменении температуры окружающей среды от +10 до +100°C приведенный ко входу дрейф может быть менее 100 мкВ, что соответствует среднему дрейфу 1 мкВ/°С во всем диапазоне температур [2]. Таких результатов можно достигнуть, конечно, при очень тщательной установке, термостабильной точки.

При смене транзисторов без дополнительной подстройки появится дрейф, если новый транзистор не будет иметь точно такое же Uотс, что и прежний.

Достоинство выбора рабочей точки ПТ с нулевым дрейфом по сравнению с другими методами компенсации состоит в том, что используется компенсация встречно направленных явлений внутри одного транзистора.

При большом сопротивлении резистора в цепи затвора R3 появляется дополнительный дрейф, обусловленный током затвора. Этот дрейф можно скомпенсировать с помощью диода и резистивного делителя в схеме, изображенной на рис. 1, б. Здесь обратный ток диода Д1, протекая через резистор R2, создаёт на нём падение напряжения, равное и противоположное напряжению, создаваемому обратным током затвора на резисторе R3. В результате компенсации дрейф может быть снижен до 2 мВ и менее в диапазоне температур от -25 до +100°С.

Рис. 2. Принципиальные схемы балансных усилителей. а — дифференциальный усилитель; б — разностный каскад с генератором тока в нагрузке; в — последовательный балансный каскад.

Для больших значений тока стока I_c, когда режим ПТ далёк от оптимального с точки зрения температурной стабильности, можно получить коэффициент усиления порядка 15-30 при Rвых≈Rc = 10…20 кОм. Коэффициент усиления такого же порядка можно получить и от ПТ с малым напряжением отсечки (т. е. при малых токах стока) в термостабильной точке, однако Rc в этом случае оказывается равным 100-200 кОм, a Rвых=R_i||Rc>50…100 кОм. Столь большие значения Rвых приводят к сужению полосы пропускания усилителя до 10-20 кГц [3].

Для расчета температурного дрейфа усилителей на полевых транзисторах с управляющим p-n переходом можно воспользоваться формулами, приведенными в [5].

Наилучшим способом компенсации дрейфа УПТ с непосредственной связью является использование согласованных пар полевых транзисторов, включенных по схеме дифференциального усилителя (рис. 2, а).

Особенностью балансных усилителей постоянного тока на ПТ является то, что для получения минимального дрейфа приходится использовать режим микротоков. Это в свою очередь обусловливает трудность получения высокого коэффициента усиления и широкой полосы пропускания балансных каскадов.

В [3] показано, что дрейф балансных каскадов можно определить по выражению

(1)

где ρ — удельное электрическое сопротивление кремния; Т — абсолютная температура;

Из соотношения (1) видно, что дрейф балансных каскадов зависит от величины Iс и разброса параметра, определяемого выражением

(2)

Таким образом, получение приемлемого значения приведённого дрейфа сопряжено со значительными трудностями: необходимостью использования транзисторов в режиме очень малых токов стока Iс и отбором в пары по параметру ξ, не поддающемуся прямому измерению.

Использование ПТ в режиме микротоков приводит к проблеме получения коэффициента усиления больше нескольких единиц при ограниченных номиналах источников питания. Один из возможных путей решения этой проблемы-использование схем по типу рис. 33, б, где биполярный транзистор в режиме генератора тока создает эквивалентное сопротивление в несколько мегаом в цепи стока Т2. По данным [3] такой каскад для полевых транзисторов с Uотс≤2 В и Ic0≤0,5 мА обеспечивает усиление около 30 при Ic≈30 мкА. Среднее значение приведенного ко входу дрейфа составляет 100-200 мкВ/°С.

Разбаланс по сопротивлениям R1 и R2 (рис. 33, б) не играет в этой схеме существенной роли благодаря автоматической установке режима биполярного транзистора Т3.

Коэффициент усиления разностного каскада, изображённого на рис. 33, б, можно определить, используя μ=R_iS_макс как основной параметр усиления, потому что полевые транзисторы сохраняют значение μ приблизительно постоянным в широком диапазоне изменения Iс. Тогда усиление разностного каскада можно определить по приближенной формуле [4]

(3)

где r_к — выходное сопротивление каскада на транзисторе Т3 по схеме с общей базой.

В том случае, когда необходим усилитель постоянного тока с несимметричными входом и выходом, можно использовать последовательно-балансный каскад, принципиальная схема которого изображена на рис. 33, е. Схема отличается простотой и невысокой критичностью к подбору транзисторов в пары. Ток в рабочей точке целесообразно выбирать в пределах 0,1-0,2 мА. Усиление в области низких частот на холостом ходу

Ки ≈ μ/2      (4)

При R1=R2=30 кОм (рис. 2, б), Eпит=24 В и использовании полевых транзисторов типа КП103Ж получен коэффициент усиления Ки = 15 при приведённом ко входу дрейфе меньше 150 мкВ/°С.

Рис. 3. Схемы комбинированных балансных усилителей.
а — параллельно-балансного; б — последовательно-балансного.

Приведенные на рис. 2 схемы имеют высокое выходное сопротивление (200-500 кОм) и узкую полосу пропускания (10-20 кГц).

Повышение усиления и расширение полосы пропускания может быть достигнуто путем использования комбинации полевых и биполярных транзисторов. У таких комбинированных каскадов (рис. 3) можно получить коэффициент усиления примерно 200 при дрейфе, приведенном ко входу, 50-100 мкВ/°С [4].

Для расширения полосы пропускания и для получения нулевого уровня на выходе усилителя прибегают к усложнению принципиальной схемы УПТ [7].

Отметим, что отбор пар полевых транзисторов облегчается тем, что между S_m, U_отс и I_c0 существует достаточно однозначное соответствие, позволяющее вести отбор по одному, максимум по двум параметрам.

Подробные сведения о подборе одиночных полевых транзисторов в пары для дифференциальных усилителей можно найти в [6], где автор анализирует взаимосвязь параметров отдельных транзисторов, входящих в пару, с температурным дрейфом и смешением нуля пары, предлагает способ подбора, качественно связывающий критерий подбора и заданные величины температурного дрейфа и смещения нуля.

ОСОБЕННОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ В УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

При необходимости измерения очень слабых сигналов постоянного тока (единиц микровольт) применение усилителей с непосредственной связью невозможно из-за их высокого дрейфа. В этом случае используются усилители с модуляцией и демодуляцией (М-ДМ), которые мало чувствительны к изменениям питающих напряжений и температуры окружающей среды и значительно стабильнее во времени, чем усилители с непосредственными связями. В усилителях М-ДМ сигнал постоянного тока преобразуется с помощью специального устройства (модулятора М) в переменный, затем полученный сигнал усиливается усилителем переменного тока (У), после чего детектируется демодулятором ДМ. После демодулятора обычно включается фильтр нижних частот ФНЧ, на выходе которого выделяется усиленный сигнал постоянного тока, пропорциональный входному (рис. 4).

Рис. 4. Структурная схема усилителя М-ДМ.

Так как усиление на постоянном токе заменяется усилением на переменном токе, то дрейф всего усилителя определяется только изменением нулевого уровня выходного напряжения модулятора.

Следующие свойства полевых транзисторов делают их во многих случаях незаменимыми в модуляторах УПТ с преобразованием:

практическое отсутствие статического напряжения смещения нуля;

малый обратный ток затвора закрытого транзистора, обеспечивающий малый дрейф по току и напряжению; малая мощность управления затвором; большой срок службы.

Рассмотрим причины, ухудшающие качественные показатели усилителей М-ДМ с модуляторами на полевых транзисторах: дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи, используя при этом те же эквивалентные схемы и ключевые параметры ПТ, которые были приведены ранее.

Дрейф нулевого уровня модулятора с ПТ обусловлен изменением обратного тока затвора Iз, который зависит от величины управляющего напряжения на затворе и сопротивление затвор — канал. При малом значении тока Iз и высокой частоте преобразования дрейф нулевого уровня зависит также от изменения тока помехи. Остаточный ток ПТ с p-n переходом зависит от температуры, как уже говорилось выше, по экспоненциальному закону. Практически можно с достаточной степенью точности считать, что ток затвора для кремниевых приборов удваивается на каждые 10-12° С.

Рис. 5. Принципиальные и эквивалентные схемы модуляторов на ПТ.
а — параллельного модулятора; б — последовательного модулятора; в — параллельно-последовательного модулятора.

Вследствие наличия сопротивления источника сигнала и сопротивления замкнутого ключа изменение остаточного тока вызывает дрейф нулевого уровня по напряжению. При отсутствии входного сигнала напряжение дрейфа, приведенное ко входу, можно определить по схеме рис. 5, а, из условия, что напряжение на входе преобразователя одинаково при замкнутом и разомкнутом ключе [1]:

откуда

Поскольку для полевых транзисторов выполняется условие

r_з>>r_к, то

Uдр ≈ ΔI_з(R_i+r_к)      (5)

где ΔI_з — изменение остаточного тока, вызванное нестабильностью управляющего напряжения, изменением емкости затвор — канал и другими причинами.

Таким образом, при использовании ПТ в модуляторах высокочувствительных УПТ необходима компенсация остаточных токов и напряжений. При использовании МОП-транзисторов, у которых значение тока затвора на 2-4 порядка меньше, чем у ПТ с p-n переходом, компенсация остаточного тока обычно не требуется.

Другой причиной, вызывающей дрейф и снижающей чувствительность УПТ, является коммутационная помеха. Помеха возникает на выходе модулятора за счет прохождения управляющего напряжения через ёмкости Сз.с и Сз.и. Эта помеха ограничивает частоту коммутации порядка 500-2000 Гц для ПТ с управляющим p-n переходом (в некомпенсированных модуляторах). Величина помехи зависит от сопротивлений канала открытого и закрытого транзистора, от значения и формы управляющего напряжения и, как уже говорилось выше, от ёмкости затвора.

Заметим, что на дрейф нулевого уровня оказывают влияние также паразитные термо-э.д.с, возникающие в местах соединений разнородных металлов. Для их уменьшения следует внимательно относиться к выбору металлов соединительных проводников, обеспечивающих минимальную термо-э. д.с, тщательно термоизолировать входные цепи, выравнивать температуры в местах соединений, использовать при пайке специальные припои и т. д. Проведение указанных мероприятий позволяет снизить термо-э.д.с. приблизительно до 1 мкВ/°С [8].

В модуляторах, выполненных на полевых транзисторах, используются управляющие напряжения различной формы: синусоидальные, трапециевидные и прямоугольные. Напряжение прямоугольной формы предпочтительно, так как оно может быть меньше, чем напряжение других форм. При использовании полевых транзисторов с управляющим p-n переходом прямоугольные импульсы управляющего напряжения должны быть однополярными.

СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ

В зависимости от схемы включения транзисторных ключей модуляторы делятся на параллельные, последовательные и последовательно-параллельные; по цикличности работы — однотактные и двухтактные; в зависимости от типа нагрузки — резистивные, индуктивные и трансформаторные.

Параллельный модулятор предназначен для работы с высокоомным источником напряжения. Его принципиальная и эквивалентная схемы приведены на рис. 36, а.

Чувствительность преобразователя к входному сигналу Sc определяется как отношение эффективного значения первой гармоники выходного напряжения к постоянному напряжению на входе [8]. Для сравнительно низких частот преобразования f<1/2πC_зс(R_i+r_к) и R_i>>r_к можно считать

S_{c макс} ≈ 1,41/π = 0,45     (6)

Для низких частот управляющего напряжения U_упр амплитуда помехи на выходе модулятора вычисляется по формуле

    (7)

где U1 — напряжение на емкости С_з.с в момент запирания транзистора.

Максимальная рабочая частота управляющего напряжения выбирается по условию [8]

f_макс < U_c/(U_отсπC_з.сR_i),      (8)

где U_c — напряжение входного сигнала.

Из условия (8) видно, что для повышения максимальной частоты управляющего напряжения необходимо выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и малой проходной емкостью.

Принципиальная и эквивалентная схемы последовательного модулятора приведены на рис. 36, б. При постоянной времени цепи нагрузки τ_н=R_н(C_н+С_з.с) и сравнительно низкой частоте преобразования f<1/(2πτ_н) максимальная чувствительность последовательного модулятора к полезному сигналу, как и в случае параллельного модулятора,

S_{с макс} ≈ 0,45.

Для повышения чувствительности целесообразно увеличивать входное сопротивление усилителя переменного тока, а для снижения помехи на выходе модулятора следует выбирать транзисторы с малым напряжением отсечки и по возможности минимальное значение управляющего напряжения.

Наиболее широкое распространение получил последовательно-параллельный модулятор, обладающий лучшими характеристиками по сравнению с параллельным и последовательным преобразователями. В таком модуляторе изменение внутреннего сопротивления источника сигнала относительно слабо влияет на основные характеристики модулятора, а благодаря разнополярному управлению ключами происходит частичная компенсация помехи в нагрузке.

Принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора приведена на рис. 36, в.

Чувствительность последовательно-параллельного модулятора к полезному сигналу

    (9)

Амплитуда напряжения помехи на выходе модулятора

     (10)

где индексы «1» и «2» означают, что соответствующие обозначения относятся к транзисторам Т1 или Т2.

Преобразователи малых напряжений постоянного тока с ПТ могут выполняться по трансформаторной схеме. Такие схемы обеспечивают наиболее высокую чувствительность и хорошее согласование с источником сигнала при условии выполнения трансформатора с требуемой степенью симметрии. На рис. 37, а представлена одноактная последовательная схема преобразователя с входным трансформатором. Выходной сигнал появляется при замкнутом ключе [1].

Рис. 6. Трансформаторные модуляторы на ПТ.
а — однотактный последовательный модулятор; б — двухтактный балансный модулятор.

Двухтактная балансная схема с входным трансформатором (рис. 6, б) состоит из двух однотактных, управляемых противофазными сигналами. При точной балансировке с помощью подстроенных конденсаторов С1 и С2 двухтактная схема позволяет существенно снизить остаточную помеху. Однотактная балансная схема используется для измерения напряжения до 0,2 мкВ при сопротивлении источника сигнала менее 40 кОм. Дрейф нулевого уровня схемы (в течение нескольких дней) не превышает 0,3 мкВ при частоте преобразования 250 Гц. Двухтактная схема с входным трансформатором, работающая на частоте 250 Гц, позволяет получить полную нестабильность нулевого уровня (в течение трех недель) менее 0,05 мкВ [42].

МЕТОДЫ КОМПЕНСАЦИИ ОСТАТОЧНЫХ ПАРАМЕТРОВ

Существует достаточно много методов и схемных решений, позволяющих уменьшить дрейф нулевого уровня и коммутационные помехи. В этом параграфе рассмотрены лишь некоторые методы устранения остаточных параметров

Компенсацию остаточного тока можно произвести включением плоскостного диода с характеристикой обратного тока, близкой к характеристике остаточного тока ПТ по схеме рис. 38, а. Поскольку остаточный ток ПТ зависит от управляющего напряжения, то компенсирующий диод также подключается к этому источнику. Полную компенсацию в такой схеме осуществить невозможно, поскольку необходимо осуществлять подбор компенсирующего диода и точную установку напряжения на нем. Практически такая схема обеспечивает снижение дрейфа нулевого уровня по току до 5*10^-10 А и по напряжению до 0,5 мкВ в диапазоне температур 20-70° С [6].

Требуемое значение компенсирующего тока без подбора диода Дк может быть получено при помощи делителя R1 и R2 (рис. 7, б). В этой схеме обратный ток диода должен превышать ток утечки затвора ПТ. Недостатком является шунтирование делителя канала полевого транзистора. При подключении компенсирующего диода к источнику постоянного напряжения дрейф нулевого уровня составляет 5-15 мкВ в диапазоне температур 20-60° С. Необходимого значения компенсирующего тока диода можно достигнуть, используя дополнительные приемы: подбор диода, изменение амплитуды напряжения, подаваемого на диод, включение делителя тока, как показано на рис. 7, б [10].

Рис. 7. Схемы компенсационных модуляторов.
а, б, в — модуляторы с компенсацией остаточного тока; г, д -модуляторы с компенсацией коммутационной помехи.

Существенное влияние на работу модулятора оказывает помеха, проходящая в цепи управления через емкость затвор — канал. Эквивалентное напряжение помехи, обусловленное указанной емкостью, пропорционально напряжению управления, сопротивлению источника сигнала, частоте преобразования и значению емкости. Компенсацию тока помехи I_п можно осуществить включением дополнительного конденсатора С_к в схеме на рис. 7, г. Здесь удается скомпенсировать только помеху основной частоты, однако существенное влияние на работу модулятора оказывают также помехи высших гармоник.

Практически такая схема компенсации снижает напряжение помехи до 1-2 мВ [1].

Если модулятор управляется напряжением прямоугольной формы, то сигнал помехи имеет вид коротких, но больших по амплитуде (до 150-200 мВ) импульсов, которые могут вызвать насыщение усилителя, включённого на выходе модулятора, и смещение нулевого уровня.

На рис. 7, д представлена однотактная параллельная схема, в которой выход модулятора подключается к дифференциальному входу операционного усилителя. В этой схеме исток ПТ подключается к общей точке через балансирующее сопротивление R2. Для окончательной регулировки вводится подстроечный конденсатор С_п. Введение внешнего подстроечного конденсатора не ухудшает температурной стабильности схемы, так как ёмкости

ПТ имеют низкий температурный коэффициент (0,02%/°С) [1]. В сбалансированной схеме, т. е. при R1=R2 и C_з.и=С_з.с, остаточное напряжение помехи практически отсутствует.

Некоторое снижение помех достигается применением модулятора с последовательно-параллельным включением ПТ (рис. 5, в). Основные характеристики этой схемы были приведены ранее. Использование в последовательно-параллельном модуляторе управляющих напряжений противоположной полярности приводит к некоторой компенсации остаточного напряжения помехи. Полной компенсации получить нельзя из-за неидентичности ПТ, работающих в паре, и зависимости ёмкостей затвор — канал от величины управляющего напряжения.

На рис. 8 изображена принципиальная схема последовательно-параллельного модулятора [11] с компенсацией импульсной помехи, для чего между коммутирующей цепью и сигнальной включена цепь компенсации, состоящая из резисторов R1-R4 конденсатора С2 и диода Д1 Модулятор коммутируется напряжением прямоугольной формы с частотой 1 кГц. По данным [1] модулятор обладает следующими параметрами: порог чувствительности около 5 мкВ, температурный дрейф в диапазоне температур -5..60°С не более 0,1 мкВ/°С, временной дрейф ±2 мкВ за 8 ч непрерывной работы.

Рис. 8. Практическая схема модулятора на полевых транзисторах с компенсацией импульсной помехи.

УСИЛИТЕЛЬ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА КАНАЛА М-ДМ

Усилитель переменного тока канала М-ДМ должен иметь:

необходимый коэффициент усиления с требуемой стабильностью;
полосу пропускания, верхняя и нижняя границы которой отличаются от несущей частоты не менее чем в 5 раз;
большое входное сопротивление; малый уровень низкочастотных шумов; быстрое затухание переходного процесса после перегрузок.

Рис. 9. Схема усилителя несущей с разделенной нагрузкой.

Перечисленные требования сравнительно легко выполнить. Так как частота коммутации (модуляции) редко превышает 10-20 кГц, то в качестве усилителей переменного тока канала М-ДМ могут быть использованы почти все схемы УНЧ.

Применение полевые транзисторов во входных каскадах усилителей переменного тока позволяет получать входные сопротивления до десятков мегаом (в зависимости от частоты модуляции), что обеспечивает коэффициент преобразования М-ДМ систем, близкий к коэффициенту преобразования собственно модуляторов. Использование микросхем типа К2УС261-К2УС264 в качестве усилителей переменного тока позволяет сократить габариты и повысить надежность УПТ М-ДМ в целом.

В случае использования двухтактных модулятора и демодулятора целесообразно во входном каскаде усилителя несущей применять дифференциальную схему, а на выходе — каскад с разделенной нагрузкой. Принципиальная схема такого усилителя переменного тока изображена на рис. 9 [13]. Связь между каскадами непосредственная.

Термостабилизация достигается введением местных обратных связей и использованием дифференциальных усилителей. Для получения одинаковых выходных сопротивлений усилителя последовательно с выходом 1 установлен резистор R17.

ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ УПТ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

На рис. 10 приведена схема УПТ М-ДМ с использованием микросхем [12]. Особенность схемного решения этого усилителя состоит в том, что компенсация переходных процессов от перезаряда входных емкостей усилителя осуществляется не в модуляторе, а в первом каскаде усилителя несущей частоты. Компенсация достигается за счет того, что часть входного сигнала подается через переменный резистор R3 и конденсатор С1, минуя модулятор, на второй вход дифференциального усилителя К1УТ221А. При равенстве огибающей переходного процесса на одном входе дифференциального усилителя экспоненциальному напряжению на другом его входе в выходном напряжении будут полностью скомпенсированы переходные процессы. Равенство указанных напряжений достигается регулировкой R3. Переходные процессы будут скомпенсированы при выполнении двух условий: равенстве постоянных напряжений на конденсаторах С1 и С2 в начальный момент времени при любых изменениях Uвх и равенстве постоянных времени входных цепей дифференциального усилителя.

Рис. 10. Схема УПТ с преобразованием на ПТ и микросхемах.

Модулятор усилителя собран по последовательно-параллельной схеме на полевых транзисторах типа КП103. Делитель, изменяющий масштаб входного напряжения Uвх, состоит из потенциометра R3 и составного эмиттерного повторителя, служащего для развязки низкоомного потенциометра от источника входного сигнала. Трёхкаскадный усилитель несущей частоты (40 кГц) собран на трёх микросхемах типа К1УТ221А, коэффициент усиления каждого каскада регулируется резисторами обратной связи, помеченными на принципиальной схеме звездочками (R4, R6, R8, R10, R12, R14).

Упрощенная схема УПТ М-ДМ с модулятором и демодулятором на полевых транзисторах приведена на рис. 11 [14].

Рис. 11. Упрощенная схема УПТ М-ДМ.

Последовательно-параллельный модулятор на транзисторах Т1 и Т2 позволяет несколько понизить напряжение помех, возникающих при переключении ПТ. В качестве усилителя несущей частоты используется микросхема К2УС261, входной каскад которой выполнен на полевом транзисторе; это обеспечивает хорошее согласование между модулятором и усилителем несущей. Демодулятор УПТ выполнен также на полевых транзисторах, что позволило обойтись без фазирующего трансформатора в цепи управления.

Вместо обычного RC-фильтра нижних частот в УПТ используется активный фильтр-интегратор. В этом случае коэффициент усиления несущей частоты может быть снижен в Ки раз (Ки — коэффициент передачи активного фильтра-интегратора) и соответственно увеличена устойчивость всего УПТ [14].

Усилитель охвачен отрицательной обратной связью, которая с выхода активного фильтра вводится в цепь истока полевого транзистора Т2, причём коэффициент усиления УПТ определяется глубиной ООС и может регулироваться с помощью потенциометра R10.

Баланс нуля УПТ и регулирование уровня выходного сигнала осуществляется потенциометром R5 на входе активного фильтра-интегратора.

По данным [14] УПТ имеет следующие параметры: коэффициент усиления с разомкнутой обратной связью около 10⁶; дрейф нуля, приведенный ко входу за 7 ч. 2,0 мкВ, порог чувствительности 0,2 мкВ; температурный дрейф (в диапазоне температур +20…60°С) 0,2мкВ/°С.

В заключение отметим, что использование полевых транзисторов в схемах УПТ с М-ДМ позволяет улучшить метрологические характеристики, уменьшить габариты и массу, повысить надежность, а применение комплементарных схем с ПТ позволит в дальнейшем создавать схемы УПТ с преобразованием полностью в интегральном исполнении.

А.Г. Милехин

Литература:

1. Александров В. С, Прянишников В. А. Приборы для измерения малых напряжений и токов. М., «Энергия», 1971.
2. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
3. Гальперин М. В., Злобин Ю. П., Павленко В. А. Транзисторные усилители постоянного тока. М., «Энергия», 1972.
4. Гальперин М. В., Злобин Ю, П., Мелехова Г. Н. Полевые транзисторы КП102 в схемах усиления постоянного тока. — В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
5. Немчинов В. M., Сиколенко С. Ф. Температурный дрейф усилителя на полевом транзисторе с р-п-переходом. — «Полупроводниковые приборы в технике электросвязи», вып. 4, М., «Связь», 1969.
6. Голованов В. М. Подбор ПТ в пары для дифференциальных усилителей. — «Интегральные схемы», вып. 5. Новосибирск, «Наука», 1973.
7. Немчинов В. М. Параллельный балансный каскад на ПТ.- «Микроэлектроника», вып. 6. М., «Советское радио», 1973.
8. Назарян К. X., Прянишников В. А. Преобразователи напряжения и тока на полевых транзисторах. ЛДНТП, 1973.
9. Hitt J. J., Mosley G. FET chopper circuits for low lewel signals. — «IЕЕЕ Internat. Conf. Record», 1967, pt. 8.
10. Беленький Б. И., Минц М. Б. Высокочувствительные усилители постоянного тока с преобразователями. Л., «Энергия», 1970.
11. Калинчук Б. А., Пичугин О. Р. Модуляторы малых сигналов. М., «Энергия», 1972.
12. Ворожейкин А. И., Добровинский И. Р., Ломтев Б. А. Измерительный усилитель с модуляцией входного сигнала. — «Приборы и техника эксперимента», 1972, № 6.
13. Полонников Д. Е. Решающие усилители. М, «Энергия», 1973.
14. Хононзон Г. А, Гаркуша О. И., Лебакин Н. А. Высокостаьильный усилитель постоянного тока. — «Приборы и системы управления», 1974, №1

BACK MAIN PAGE

Усилитель постоянного тока на кт315.

 На рисунке 1 представлена схема инвертирующего усилителя постоянного тока, транзистор включен по схеме с общим эмиттером:

Рисунок 1 — Схема усилителя постоянного тока на КТ315Б.

Рассмотрим расчёт элементов схемы. Допустим схема питается от источника с напряжением 5В (это может быть например сетевой адаптер), выберем ток коллектора Iк транзистора VT1 таким чтобы он не превышал предельно допустимого тока для выбранного транзистора (для КТ315Б максимальный ток коллектора Ikmax=100мА). Выберем Iк=5мА. Для расчёта сопротивления резистора Rк поделим напряжение питания Uп на ток коллектора:

Если сопротивление не попадает в стандартный ряд сопротивлений то нужно подобрать ближайшее значение и пересчитать ток коллектора. 
(Подробнее о выборе Rк)

На семействе выходных вольт амперных характеристик построим нагрузочную прямую по точкам Uп и Iк (показана красным цветом). На нагрузочной прямой выберем рабочую точку (показана синим цветом) по середине.

Рисунок 2 — Выходные ВАХ, нагрузочная прямая и рабочая точка

На рисунке 2 рабочая точка не попадает ни на одну из имеющихся характеристик но находится чуть ниже характеристики для тока базы Iб=0.05мА поэтому ток базы выберем чуть меньше например Iб=0.03мА. По выбранному току базы Iб и входной характеристике для температуры 25С^o и напряжения Uкэ=0 найдём напряжение Uбэ:

Рисунок 3 — Входная характеристика транзистора для выбора напряжения Uбэ

Для тока базы Iб=0. 03мА найдем напряжение Uбэ но выберем чуть больше так как Uкэ>0 и характеристика будет располагаться правее, например выберем Uбэ=0.8В. Далее выберем ток резистора Rд1, этот ток должен быть больше тока базы но не настолько большим чтобы в нем терялась большая часть мощности, выберем этот ток в три раза большим чем ток базы:

   По первому закону Кирхгофа найдем ток резистора Rд2:

Обозначим на схеме найденные токи и напряжения:

Рисунок 4 — Схема усилителя с найденными токами ветвей и напряжениями узлов

Рассчитаем сопротивление резистора Rд1 и подберем ближайшее его значение из стандартного ряда сопротивлений:

Рассчитаем сопротивление резистора Rд2 и подберем ближайшее его значение из стандартного ряда сопротивлений:

Обозначим сопротивления резисторов на схеме:

Рисунок 5 — Усилитель постоянного тока на КТ315Б.

  Так как расчёт приближённый может потребоваться подбор элементов после сборки схемы и проверки напряжения на выходе, элементы Rд1 и/или Rд2 в этом случае нужно подобрать так чтобы напряжение на выходе было близко к выбранному напряжению Uбэ.

   Для усиления переменного тока на вход и на выход надо поставить конденсаторы для пропускания только переменной составляющей усиливаемого сигнала так как постоянная составляющая изменяет режим работы транзистора. Конденсаторы на входе и выходе не должны создавать большого сопротивления для протекания переменного тока. Для термостабилизации в цепь эмиттера можно поставить резистор с небольшим сопротивлением и параллельно ему конденсатор для ослабления обратной связи по переменному току. Резистор в цепи эмиттера наряду с резисторами делителя будет задавать режим работы транзистора. 

На фотографии ниже собранный по схеме на рисунке 2 усилитель:

   На вход усилителя не подано напряжение, вольтметр подключенный к выходу показывает 2.6В что близко к выбранному значению. Если подать на вход напряжение прямой полярности (такой как на рисунке 5) то напряжение на выходе уменьшится (усилитель инвертирует сигнал):

Если подать на вход напряжение обратной полярности то напряжение на выходе увеличится но не больше напряжения питания:

Уменьшение напряжения на входе, при подключении ко входу источника, меньше чем увеличение напряжения на выходе что говорит о том что происходит усиление входного сигнала с инверсией. Схема с общим эмиттером производит большее усиление по мощности чем схемы с общей базой и общим эмиттером но она, в отличии от двух других, производит инверсию сигнала. Если необходимо произвести усиление по мощности постоянного тока без инверсии то каскадно можно соединить две схемы на рисунке 5 но при этом необходимо учесть что первый каскад будет изменять режим работы транзистора второго каскада поэтому сопротивления резисторов во втором каскаде необходимо будет подобрать так чтобы это изменение было как можно меньше. Также при каскадном соединении увеличится коэффициент усиления всего усилителя (он будет равен произведению коэффициента усиления первого каскада на коэффициент усиления второго).

Fluke 52120A усилитель тока, управляемый напряжением

Модель 52120A разработана для пользователей, испытывающих затруднения с калибровкой имеющегося тестового оборудования в силу ограничений выходного тока, погрешности и допустимых параметров нагрузки, в том числе:

Усилитель тока, управляемый напряжением, 52120A Transconductance Amplifier компании Fluke Calibration обеспечивает постоянный ток до 100 А и переменный ток до 120 А с точностью до 140 миллионных долей. Применение дополнительных катушек позволяет создавать выходной ток 3 000 А или 6 000 А. Три устройства 52120A, соединенных параллельно, могут обеспечивать выходной ток до 360 А. Возможность работы с индуктивными нагрузками 1 мГн и напряжение 4,5 В, при котором обеспечивается заданный выходной ток, создают широкий спектр возможных приложений.

Параметр	Значение
Рабочие пределы
Выходные диапазоны	2 A, 20 A, 120 A (100 A для постоянного тока)
Диапазон входного тока	200 мА, 200 мА, 120 мА (100 мА для постоянного тока)
Коэффициент усиления по току	10, 100, 1000
Диапазон входного напряжения	2 В, 2 В, 1,2 В (1,0 В для постоянного тока)
Активная межэлектродная проводимость	1,10,100 См
Частота	до 10 кГц
Максимальное выходное напряжение при заданном токе	4,5 В ср.  в. (6,4 В пик.)
Допустимая индуктивная нагрузка:	1 мГн
Развязка между токовым выходом и землей	600 В ср. кв., 850 В пик., от 0 до 850 Гц
Характеристики точности
Точность для переменного тока, режим обратной связи с прибором 6105A	до 140 миллионных долей
Точность для постоянного тока, автономный режим	до 160 миллионных долей
Точность для переменного тока, автономный режим	до 350 миллионных долей
Погрешность фазового угла	0,006°
Смещение фазового угла, зависящее от нагрузки	<0,001° при 60 Гц
Общие технические характеристики
Диапазон входного напряжения	от 100 до 240 В с флуктуацией ±10 %
Динамическая перегрузка по напряжению	устойчивость к выбросам напряжения; IEC 60364-4-443, категория II
Частота	47–63 Гц
Максимальная потребляемая мощность	< 1500 ВА
Габариты, с опорами (В x Ш x Д, мм)	192 x 432 x 645 мм
Габариты, без опор (В x Ш x Д, мм)	178 x 432 x 645 мм
Масса	25 кг
Соответствие стандартам	Прибор разработан в соответствии со стандартами EN 61010-1: 2010, CAN/CSA 22. 2 No 61010.1-04, ANSI/UL 61010-1:2004, EN 61326-1:2006 CE (маркировка), CSA (включено в перечень)
Рабочая температура	от 5 до 35 °C
Диапазон температур калибровки	от 16 до 30 °C
Время прогрева	1 ч
Максимальная относительная влажность при эксплуатации (без конденсации)	< 80 % при температуре от 5 до 31 °C с линейным понижением до 50 % при температуре 35 °C
Рабочие высоты	от 0 до 2 500 м
Ударо- и вибростойкость	MIL-PRF-28800F class 3
Доверительный уровень характеристик	99 %

Усилители постоянного тока — назначение, виды, схемы и принцип действия

Усилители постоянного тока, как может показаться из названия, сами по себе ток не усиливают, то есть они не генерируют никакой дополнительной мощности. Данные электронные устройства служат для управления электрическими колебаниями в определенном диапазоне частот начиная с 0 Гц. Но посмотрев на форму сигналов на входе и выходе усилителя постоянного тока, можно однозначно сказать — на выходе имеется усиленный входной сигнал, однако источники энергии для входного и выходного сигналов — индивидуальные.

По принципу действия усилители постоянного тока подразделяются на усилители прямого усиления и усилители с преобразованием.

Усилители постоянного тока с преобразованием преобразуют ток постоянный — в переменный, затем он усиливается и выпрямляется. Это называется усилением сигнала с модуляцией и демодуляцией — МДМ.

Схемы усилителей прямого усиления не содержат реактивных элементов, таких как катушки индуктивности и конденсаторы, сопротивление которых зависит от частоты. Вместо этого существует непосредственная гальваническая связь выхода (коллектора или анода) усилительного элемента одного каскада с входом (базой или сеткой) очередного каскада. По этой причине усилитель прямого усиления способен пропускать (усиливать) даже постоянный ток. Такие схемы популярны и в акустике.

Однако непосредственная гальваническая связь хотя и передает очень точно между каскадами перепады напряжения и медленные изменения тока, такое решение сопряжено с нестабильностью работы усилителя, с затруднением установления режима работы усилительного элемента.

Когда напряжение источников питания немного изменяется, или изменяется режим работы усилительных элементов, либо немного плывут их параметры, — тут же наблюдаются медленные изменения токов в схеме, которые по гальванически связанным цепям попадают во входной сигнал и соответствующим образом искажают форму сигнала на выходе. Зачастую эти паразитные изменения на выходе схожи по размаху с рабочими изменениями, вызываемыми нормальным входным сигналом.

Искажения выходного напряжения могут быть вызваны различными факторами. Прежде всего — внутренними процессами в элементах схемы. Нестабильное напряжение источников питания, нестабильные параметры пассивных и активных элементов схемы, особенно под действием перепадов температуры и т. д. Они могут быть вовсе не связаны с входным напряжением.

Изменения выходного напряжения вызванные данными факторами именуют дрейфом нуля усилителя. Максимальное изменение выходного напряжения в отсутствие входного сигнала усилителя (когда вход замкнут) за определенный временной промежуток, называется абсолютным дрейфом.

Напряжение дрейфа, приведенное ко входу равно отношению абсолютного дрейфа к коэффициенту усиления данного усилителя. Это напряжение определяет чувствительность усилителя, так как вносит ограничение в минимально различимый входной сигнал.

Чтобы усилитель работал нормально, напряжение дрейфа не должно быть больше заранее определенного минимального напряжения усиливаемого сигнала, который подается на его вход. В случае если дрейф выхода окажется того же порядка или будет превышать входной сигнал, искажения превысят допустимую норму для усилителя, и его рабочая точка окажется смещенной за пределы адекватной рабочей области характеристик усилителя («дрейф нуля»).

Для снижения дрейфа нуля прибегают к следующим приемам. Во-первых, все источники напряжения и тока, питающие каскады усилителя, делают стабилизированными. Во-вторых, используют глубокую отрицательную обратную связь. В-третьих, применяют схемы компенсации температурного дрейфа путем добавления нелинейных элементов, чьи параметры зависят от температуры. В-четвертых, используют балансирующие мостовые схемы. И наконец, постоянный ток преобразуют в переменный и затем усиливают переменный ток и выпрямляют.

При создании схемы усилителя постоянного тока очень важно согласовать потенциалы на входе усилителя, в точках сопряжения его каскадов, а также на нагрузочном выходе. Также необходимо обеспечить стабильность работы каскадов при различных режимах и даже в условиях плавающих параметров схемы.

Усилители постоянного тока бывают однотактными и двухтактными. Однотактные схемы прямого усиления предполагают непосредственную подачу выходного сигнала с одного элемента — на вход следующего. На вход следующего транзистора вместе с выходным сигналом от первого элемента (транзистора) подается коллекторное напряжение первого.

Тут должны быть согласованы потенциалы коллектора первого и базы второго транзистора, для чего коллекторное напряжение первого транзистора компенсируют при помощи резистора. Резистор добавляют также в цепь эмиттера второго транзистора, чтобы сместить его напряжение база-эмиттер. Потенциалы на коллекторах транзисторов следующих каскадов также должны быть высокими, что тоже достигается применением согласующих резисторов.

В двухтактном параллельном балансном каскаде резисторы коллекторных цепей и внутренние сопротивления транзисторов образуют собой четырехплечевой мост, на одну из диагоналей которого (между цепями коллектор-эмиттер) подается напряжение питания, а к другой (между коллекторами) — присоединяется нагрузка. Сигнал который требуется усилить прикладывается к базам двух транзисторов.

При равенстве коллекторных резисторов и полностью одинаковых транзисторах, разность потенциалов между коллекторами, в отсутствие входного сигнала, равна нулю. Если входной сигнал не равен нулю, то на коллекторах будут приращения потенциалов равные по модулю, но противоположные по знаку. На нагрузке между коллекторами появится переменный ток по форме повторяющий входной сигнал, но большей амплитуды.

Такие каскады часто применяются в качестве первичных каскадов многокаскадных усилителей либо в качестве выходных каскадов для получения симметричного напряжения и тока. Достоинство данных решений в том, что влияние температуры на оба плеча одинаково изменяет их характеристики и напряжение на выходе не плывет.

Источник: http://electricalschool.info

Особенности усилителей постоянного тока | Техника и Программы

Схема усилителя

Узким местом в усилителях без разделительных конденсаторов являются допустимые значения напряжений в схеме. В частности, весьма желательно, чтобы в отсутствие сигнала потенциал как на входе, так и на выходе был равен потенциалу земли. Это означает, конечно, что выходное напряжение в режиме покоя больше не может равняться половине напряжения питания (V_cc) относительно земли (О В). Может показаться, что в связи с этим ограничением возникает проблема, ведь до сих пор мы предполагали, что начальное значение выходного напряжения должно равняться V_cc/2, чтобы были возможны отклонения сигнала как в положительную, так и в отрицательную сторону. Применительно к усилителям постоянного тока эта проблема решается путем применения двух симметричных источников питания: положительного и отрицательного (в этом случае говорят, что схема работает с раздельными источниками питания).

Простой двухтранзисторный усилитель постоянного тока показан на рис. 8.4. Он является модификацией усилителя переменного напряжения, приведенного на рис. 1.20, но здесь применены два источника питания и комплементарные транзисторы (п-р-п- и р-п-р-). С помощью делителя напряжения, состоящего из резисторов R₄, R_s и R₃, потенциал эмиттера Т_х поддерживается слегка отрицательным по отношению к земле (—0,6 В). Таким образом, Т_{ оказывается открытым, если его база привязана к земле входным резистором R_v

Что касается выхода, то, с одной стороны, мы знаем, что коллектор п-р-п-транзистора должен быть положительным по отношению к базе, а с другой стороны, в усилителе постоянного тока нам необходимо, чтобы потенциал коллектора был равен потенциалу земли; только тогда нулевой входной сигнал будет давать нулевой сигнал на выходе. Этот парадокс разрешается с помощью р-п-р-транзистора Т₂, который введен для того, чтобы сдвинуть выходное напряжение в режиме покоя обратно к нулю, осуществляя в то же самое время дополнительное усиление.

На Т₂ реализована простая схема стабилизированного по постоянному току каскада усилителя, работающая от двух источников питания +9 В и —9 В, в которой потенциал базы транзистора задается не делителем напряжения, а коллектором транзистора Т₂. Начальные условия оптимальны, когда потенциал коллектора Т₂ в режиме покоя равен потенциалу зем-

Рис. 8.4. Простой усилитель постоянного тока, иллюстрирующий использование двух источников питания.

ли (О В), в результате чего нулевой сигнал на входе T_t дает нулевое напряжение на выходе. Если нулевой сигнал на входе не приводит к нулевому постоянному напряжению на выходе, то говорят, что у этого усилителя есть напряжение смещения; назначение переменного резистора R_s состоит в том, чтобы с его помощью производить установку нулевого смещения для получения нуля на выходе при подаче нуля на вход, что, до некоторой степени, подобно установке нуля на аналоговом вольтметре, когда с помощью регулировочного винта стрелка устанавливается на начало шкалы в отсутствие сигнала.

Идя назад по схеме усилителя со стороны его выхода, видим, что требование нулевого потенциала коллектора Т₂ подразумевает падение на резисторе R₇ напряжения, точно равного 9 В. Следовательно, коллекторный ток транзистора Т₂ должен равняться (9/4700) А или 1,9 мА. Эмит- терный ток величиной 1,9 мА дает падение напряжения 1,9 В на 1-кило- омном резисторе R₆ в цепи эмиттера, так что потенциал эмиттера Т₂ будет иметь значение (9 — 1,9) В, то есть 7,1 В. Выполнение этих условий обеспечивается только тогда, когда потенциал базы транзистора Т₂, являющегося р-п-р-транзистором, на 0,6 В отрицательнее потенциала его эмиттера, то есть равен (7,1 — 0,6) В или 6,5 В. Это подходящее напряжение рабочей точки для коллектора T_v так что два каскада усилителя можно соединить непосредственно. Теперь мы знаем, что в результате задания с помощью R_s нулевого смещения режим покоя транзистора Т_х автоматически устанавливается нужным. Это как раз одна из многих схем, для которых возможность применения комплементарных транзисторов является особенно ценной.

Легко рассчитать коэффициент усиления напряжения в схеме на рис. 8.4, так как в обоих каскадах транзисторы включены по схеме с общим эмиттером, без блокировочных конденсаторов в эмиттерах, применение которых в усилителе постоянного тока является, конечно, бессмысленным. Коэффициент усиления каждого каскада равен примерно отношению коллекторной нагрузки к сопротивлению в цепи эмиттера (см. разд. 4.7). Фактическим сопротивлением в эмиттере транзистора 7j является параллельное соединение резистора R₃ и включенных последовательно R₄ и R₅, так что ее результирующее значение равно приблизительно 550 Ом.

Таким образом, коэффициент усиления напряжения первого каскада примерно равен

коэффициент усиления напряжения второго каскада примерно равен

Следовательно, полный коэффициент усиления напряжения двух каскадов примерно равен

Входной ток смещения

При работе с этим усилителем оказывается, что требуемое положение регулятора нулевого смещения R_s зависит от сопротивления источника, подключенного ко входу. Если первоначальная установка R_s была произведена в режиме холостого хода на входе (то есть только с 10-килоомным резистором R_x во входной цепи), а затем была подключена термопара с пренебрежимо малым сопротивлением, то потребуется устанавливать R_s заново.

Причина этого заключается в том, что входная цепь является базовой цепью транзистора Т_х и по ней течет обычный базовый ток (с типичным значением 5 мкА). От протекания 5 мкА по сопротивлению 10 кОм на нем падает напряжение 50 мВ, и оно играет роль входного напряжения смещения, когда во входной цепи имеются только эти 10 кОм. Смещение исчезает, когда вход шунтируется накоротко или когда ко входу подключается источник с малым сопротивлением. Входной ток смещения и напряжение смещения еще будут рассматриваться позднее, когда в гл. 11 мы встретимся с интегральными усилителями.

Дрейф

Одно из затруднений, возникающих при работе с усилителями с непосредственной связью, состоит в том, что изменения режима схемы по постоянному току неотличимы от усиления сигнала. Такие изменения обычно происходят из-за колебаний температуры. Если, например, в схеме на рис. 8.4 температура возросла, то разность потенциалов на переходах база—эмиттер уменьшится, и это приведет к небольшому увеличению коллекторного тока в обоих транзисторах. Результирующее изменение напряжения смещения называют дрейфом. Обычно самым чувствительным является входной каскад, поскольку то, что в нем происходит, усиливается в наибольшей степени.

Дрейф в схеме на рис. 8.4 можно наблюдать, подключив к выходу чувствительный вольтметр постоянного тока или осциллограф, у которого усилитель вертикального канала переключен на режим работы по постоянному току. Не подавая никакого сигнала на вход, установите с помощью R_s нулевое напряжение на выходе, а затем возьмитесь пальцами за транзистор Т_х и погрейте его. Вы увидите постепенный дрейф выходного напряжения; обратите внимание на то, в каком направлении изменяется выходное напряжение, и проверьте, согласуется ли оно с приведенным выше объяснением.

Поскольку обычно температура электронных схем не поддерживается постоянной, у усилителя постоянного тока непременно проявляется некоторый дрейф. Однако путем принятия соответствующих мер дрейф в схеме можно удержать на пренебрежимо низком уровне. Дрейф выходного напряжения зависит как от внутреннего дрейфа усилителя, так и от его коэффициента усиления. Чтобы выразить дрейф независимо от коэффициента усиления, в перечне параметров усилителя обычно бывает указан дрейф, «отнесенный ко входу», в микровольтах на градус; это величина, равная изменению напряжения входного сигнала, которое потребовалось бы, чтобы создать такое же изменение выходного напряжения, какое происходит из-за дрейфа. Например, в случае, когда коэффициент усиления равен 100, а выходное напряжение отклоняется из-за дрейфа на 0,2 В при увеличении температуры на 25 °С, отнесенный ко входу дрейф равен

Литература: М.Х.Джонс, Электроника — практический курс Москва: Техносфера, 2006. – 512с. ISBN 5-94836-086-5

Усилитель тока

— обзор

2.5 Динамические входные и выходные сопротивления

Помимо коэффициента усиления по напряжению, динамические входные и выходные сопротивления, r _в и r _из , можно найти с помощью β-преобразования. Для CE r _в представляет собой сопротивление, относящееся к базовой стороне входного контура, и равно

(2.31)rin(CE)=viii=viib=RB+(β+1)(re+RE)

Сопротивление на стороне базы эквивалентно сопротивлению на стороне эмиттера (β + 1) раз больше.Это приводит к относительно высокому входному сопротивлению, когда R _E велико.

Для цепей CB и CC при аналогичном анализе получаем viib=RB+(β+1)(re+RE)

И CE, и CC имеют одинаковые r _в , тогда как r _в (CB) в 1/(β + 1) раз меньше, чем СЕ и КС.

Выходное сопротивление конфигураций CE и CB составляет

(2.34)rout(CE)=rout(CB)=RL

Для CC:

(2.35)rout(CC)=RE‖(re+RB(β+1))

, где ‖ означает «параллельно с ” и указывает на параллельные сопротивления. Поскольку крайнее правое сопротивление относительно мало, r _из (CC) мало.

Входные и выходные сопротивления трех конфигураций могут быть обобщены:

Большие входные сопротивления CE и CC приводят к тому, что они выглядят как разомкнутые цепи для источников напряжения, управляющих ими. На рис. 2.3 внутренние сопротивления источников (эквивалент Тевенена) опущены, но фактические цепи имеют ненулевое сопротивление. Это сопротивление источника образует делитель напряжения с входным сопротивлением схемы усилителя, вызывая затухание v _i (рис. 2.4а). Если сопротивление источника напряжения r _s является переменным или неизвестным, то затухание делителя и общий коэффициент усиления по напряжению будут такими же. Чтобы избежать этого, входное сопротивление идеального усилителя бесконечно, поэтому v _in = v _i независимо от r _s .

РИС. 2.4. Входная и выходная нагрузка усилителя для (а) усилителей напряжения и (б) усилителей тока.

Аналогично, для делителя напряжения на выходе, образованного ненулевым выходным сопротивлением усилителя и сопротивлением нагрузки, А _v · v _in = v _out и не зависит от R _L , когда r _out = 0. Таким образом, идеальный усилитель напряжения имеет бесконечные r и ноль r _out .В реальных схемах усилителя входной и выходной делители должны учитываться при расчете коэффициента усиления по напряжению.

Для усилителя тока делители тока на входе и выходе одинаково влияют на коэффициент усиления по току, если только r _на = 0 и r _{на выходе} → ∞, условия для идеального усилителя тока. Учитывая четыре основных типа усилителей, идеальные терминальные сопротивления стоят в таблице:

Когда эти идеальные свойства сравниваются с тремя конфигурациями, могут быть сделаны следующие оптимальные совпадения. :

Эта таблица показывает, что ни одна из конфигураций не является идеальной.Хотя сопротивления СС приближаются к идеалу, максимальный коэффициент усиления по напряжению у него всего один. Точно так же CB имеет хорошее согласование сопротивления, но также имеет максимальное усиление по току, равное единице. В этих случаях CE является лучшим выбором, поскольку он обеспечивает полезное усиление по напряжению и току. Он также оптимален для усиления крутизны, потому что его сопротивления лучше всего совпадают. По той же причине CB лучше всего подходит для трансрезистивных усилителей. В целом, CE является наиболее универсальной конфигурацией и чаще всего используется на практике. Позже мы увидим, что при объединении этих базовых конфигураций попарно получающиеся двухтранзисторные конфигурации превосходят базовые конфигурации в приближении к идеалу.

Применение и ограничения усилителя с обратной связью по току: двойные CFA и составные усилители

В этой статье мы продолжаем изучение усилителя с токовой обратной связью. Мы также рассмотрим композитный усилитель, который сочетает в себе преимущества топологии с обратной связью по напряжению и топологии с обратной связью по току.

Прежде чем продолжить, ознакомьтесь с информацией в двух предыдущих статьях об VFA (усилителях с обратной связью по напряжению) и CFA (усилителях с обратной связью по току):

Настройка CFA: важность R

_f

Как правило, каждый узел цепи вносит свой вклад в полюсную частоту типа

.

Уравнение (1)

, где R _узел — эквивалентное сопротивление, представленное этим узлом, а C _узел — его паразитная емкость по отношению к земле.

В прошлой статье мы рассмотрели конкретную схему CFA, показанную ниже:

Рис. 1. Принципиальная схема КФА (вверху) и составляющих его блоков (внизу).

Здесь каждый узел, кроме узла усиления, таков, что R _узел << R _gn , где R _gn — эквивалентное сопротивление, представленное узлом усиления. В результате в трансимпедансном коэффициенте усиления без обратной связи z( jf ) преобладает полюс узла усиления f _p = 1/(2πR _{gn 0 0 9 0} C 9000 при этом все остальные полюса обычно группируются как минимум на 3–4 десятилетия выше этого доминирующего полюса.

Оптимальное значение R _F , указанное в технических описаниях, является результатом компромисса между желанием сохранить кривую 1/ß как можно более низкой для максимизации усиления контура T , и необходимостью чтобы избежать смещения его частоты кроссовера f _x в область чрезмерного отставания по фазе из-за более высокочастотных полюсов.

Таким образом, при настройке CFA для работы с повторителем напряжения мы должны включить R _F в его цепь обратной связи, как показано на рисунке 2 (a) .

(a)                                                                                    (b)

Рис. 2. (a) CFA повторителя напряжения и (b) его кривая 1/β. Использование провода вместо R _F дестабилизирует схему и вызовет ее колебания.

Использование простого провода, как и в случае VFA, сдвинет кривую 1/β вниз, пока она не совпадет с r _n и не пересечет | из | кривой в области чрезмерного фазового сдвига, где не осталось бы запаса по фазе, и схема обязательно колебалась бы.

Если CFA оснащен соответствующими R _F , его можно использовать практически во всех резистивных приложениях, типичных для VFA, таких как инвертирующие и неинвертирующие усилители , суммирующие усилители , дифференциальные усилители и ВАХ преобразователи .

Он также хорошо работает в фильтрах, использующих операционные усилители с резистивной обратной связью.

Проблемы стабильности с CFA: приложения интегратора

Несмотря на универсальность CFA с соответствующим R _F , использование CFA в качестве популярного интегратора Miller не допускается по соображениям стабильности.Чтобы понять почему, обратитесь к рисунку 3 (a) , где мы отмечаем, что поскольку элементом обратной связи является импеданс Z _F = 1/( j 2 πfC ), теперь мы имеем 1/ β = Z _F  + r _n .

(a)                                                                              (b)

Рис. 3. (a) Интегратор Миллера и (b) его кривая 1/β.

На низких частотах, где | Z _F | >> р _п , у нас есть | 1/β | → 1/(2πfC) , а на высоких частотах, где | Z _F | << р _н , имеем | 1/β | → р _н . Как показано на рисунке 3 (b) , частота кроссовера снова находится в области чрезмерного фазового сдвига, где не остается запаса по фазе и схема, вероятно, будет колебаться.

Как добиться стабильности с помощью двойного CFA

Альтернативная реализация вышеуказанной концепции использует два CFA для обеспечения функции интегрирования без дестабилизации ни одного из CFA:

Рис. 4. Реализация интегратора с использованием двойного CFA.

Здесь CFA ₂ работает как инвертирующий усилитель с единичным коэффициентом усиления, питая правую пластину конденсатора напряжением – В _o .Ток через R _F1 = V _o /z ₁ , (где z ₁ — усиление без обратной связи CFA ₁

8 90 неинвертирующий вход

CFA ₁ должен иметь нулевой потенциал.

Это позволяет нам записать по KCL

Уравнение (2)

дающая передаточная функция,

Уравнение (3)

Это передаточная функция неинвертирующего интегратора , имеющего f _o в качестве частоты единичного усиления .Эта схема, которую легко реализовать с помощью двойной микросхемы CFA, также обладает преимуществом активной частотной компенсации [1] , очень желательной функцией для решения проблем улучшения добротности в фильтрах с двойным интегратором.

Как противодействовать фазовой задержке в CFA

Бывают ситуации, когда допускается (небольшая) емкость обратной связи, и это когда необходимо противодействовать отставанию по фазе, возникающему из-за наличия значительной паразитной емкости на инвертирующем входе.

Типичным примером является преобразование ВАХ цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) с токовым выходом, который выглядит как сток тока I _i с параллельной паразитной емкостью C _с порядка десятки или даже сотни пикофарад, как показано на рисунке 5 (a) .

(a)                                                                                    (b)

Рис. 5. (a) преобразователь ВАХ и (b) исследование его стабильности с помощью линеаризованных графиков Боде: нижний индекс u означает некомпенсированный (C _F = 0), а нижний индекс c означает компенсированный (C _F на месте).

В идеале схема должна давать В _o = R _F I _i . Мы хотим оценить влияние C _s графически. Мы наблюдаем, что на низких частотах, где C _s действует как разомкнутая цепь, у нас все еще есть 1/β → R _F + r _n .Присутствие C _s начинает ощущаться, когда его импеданс | Z _с | становится равным сопротивлению, наблюдаемому самим C _s , которое равно R _F || р _н . Это происходит на частоте f _p такой, что | 1/(j2πf _p C _s ) | = R _F || р _н или

Уравнение (4)

где использован тот факт, что r _n << R _F .

мимо F _P , кривая 1 / β начинается до подъема , что указывает на то, что F _P — это нулевая частота , составляет нулевую частоту для 1 / β , а следовательно, частота полюсов для контурного усиления T = zβ , где z — коэффициент усиления CFA без обратной связи. Этот полюс разрушает запас по фазе цепи, ставя ее на грань колебаний, поэтому нам нужна какая-то форма частотной компенсации.

Для противодействия отставанию фазы из-за C _s мы вводим опережение фазы через конденсатор обратной связи C _F , как показано. Хорошей отправной точкой является разрыв кривой 1/β прямо на частоте кроссовера f _x , что даст запас по фазе около 45°.

Учитывая, что R _N << R _F , мы можем приблизить частоту кроссоверов между R _F + R _N Кривая и кривая Z как F _т . Тогда f _x — это среднее геометрическое из f _p и f _t , поэтому внушительно

Уравнение (5)

и решение для C _F дает

Уравнение (6)

Если требуется больший запас по фазе, чем предполагаемые 45°, это может быть достигнуто соответствующим увеличением значения C _F .Эту задачу лучше всего выполнить эмпирически наблюдая переходную характеристику с помощью осциллографа и повышая C _F до тех пор, пока выброс не снизится до приемлемого значения.

Композитный усилитель: лучшее из CFA и VFA

Быстрая динамика (широкая полоса пропускания, а также высокая скорость нарастания) и характеристики низких искажений CFA делают их подходящими для высокоскоростных приложений, таких как видеосистемы, радиолокационные системы, каскады ПЧ и ВЧ, DSL и автоматизированное испытательное оборудование Приложения.

Усилители частоты

, с другой стороны, обладают лучшими характеристиками по постоянному току (низкое входное напряжение смещения и токи смещения), меньшим шумом и более высоким коэффициентом усиления контура, поэтому они лучше подходят для прецизионных приложений.

На рис. 6 показан комбинированный усилитель, сочетающий в себе лучшее из обоих миров.

Рис. 6. Композитный усилитель, сочетающий в себе лучшее из мира VFA и CFA.

В схеме используется VFA с постоянным произведением коэффициента усиления на полосу пропускания (GBP) 10 МГц для достижения коэффициента усиления замкнутого контура 100 В/В с полосой пропускания замкнутого контура также 10 МГц. Если бы он действовал в одиночку, VFA имел бы полосу пропускания только (10 МГц)/100 = 100 кГц. Однако каскадирование его с гораздо более быстрым CFA с коэффициентом усиления 100 заставит VFA усиливаться только на 1 В/В, то есть действовать как простой повторитель напряжения, чья полоса пропускания с обратной связью, как мы знаем, совпадает с его GBP. , в свою очередь совпадающую с f _t .

Рисунок 5 . Графики Боде для составного усилителя на рисунке 6.Каскадирование VFA с CFA, имеющим усиление с обратной связью A _CFA , равное 40 дБ, сдвигает усиление без обратной связи VFA a _VFA вверх также на 40 дБ, в результате чего получается составное усиление без обратной связи a _comp. , а в составном усилении с обратной связью A _comp . Обратите внимание, как VFA обманывают, заставляя действовать как повторитель напряжения с единичным коэффициентом усиления с коэффициентом усиления замкнутого контура A _VFA , равным 0 дБ.

Чтобы избежать дестабилизации VFA путем внесения какой-либо существенной задержки в его контур обратной связи, полоса пропускания CFA с обратной связью должна быть намного выше (скажем, на десятилетие или более), чем GBP VFA, что легко достижимо с помощью более быстрые CFA.

Схема обладает лучшими входными характеристиками VFA (низкие входные ошибки по постоянному току и шум), а также максимально достижимым усилением контура, обеспечивая при этом высокую скорость нарастания и меньшие искажения CFA. Также обратите внимание, что любой перегрев выходного каскада CFA никогда не достигнет входного каскада VFA, что значительно снижает влияние входного теплового дрейфа.

В этой статье мы продолжили исследование топологии схемы CFA.Мы обсудили, как CFA можно использовать в резистивных приложениях, часто подходящих для VFA (то есть инвертирующих и неинвертирующих усилителей, суммирующих усилителей, разностных усилителей и ВАХ).

Мы также рассмотрели ограничения этой концепции, поскольку стабильность препятствует тому, чтобы CFA подходил для приложений интегратора Miller, но то, как интеграция может быть достигнута с помощью использования двойного CFA.

Наконец, мы рассмотрели концепцию композитного усилителя, который сочетает в себе сильные стороны двух отдельных усилителей для достижения производительности, недостижимой при использовании одного усилителя.

Ссылки

[1] http://online.sfsu.edu/sfranco/BookOpamp/OpampsJacket.pdf

Усилители мощности переменного тока (текущий режим)

—

Описание

Усилители мощности с токовым режимом

Для использования с внешним 0–1 В среднеквадратичным значением. Сигнал

—

—

Особенности

Особенности

250P-CR

0 — 0,5A
0 — 1A
0 — 1.5A
0 — 3.3A
0 — 7.5A
0 — 15A

200 В RMS .
100 В действ.
70 В действ.
30 В действ.
13 В действ.
7 В действ.

0 – 400
0 – 100
0 – 45
0 – 9
0 – 1,7
0 – 0,45

70 фунтов.

5,25 дюйма

30 Гц – 5 кГц

250P-CRH

0–1 А
0–10 А
0–50 А
0–200 В эфф.
10 В действ.
2 В действ.
0,5 В действ.

0 – 10
0 – 1
0 – 0,04
0 – 0,0025

70 фунтов.

5,25 дюйма

30 Гц – 5 кГц

500P-CR

0 – 1A
0 – 2A
0 – 3A
0 – 6.6A
0 – 15A
0 – 30A

200В действ.
100 В действ.
70 В действ.
30 В действ.
13 В действ.
7 В действ.

0 – 200
0 – 50
0 – 22,5
0 – 4,5
0 – 0,85
0 – 0,23

72 фунта.

5,25 дюйма

30 Гц – 5 кГц

500P-CRH

0 – 2 А
0 – 20 А
0 – 100 А
0 – 400 В эфф.
10 В действ.
2 В действ.
0,5 В действ.

0 – 50
0 – 0,5
0 – 0,02
0 – 0.00125

72 фунта.

5.25 «

5.25″

30hz — 5 кр

1000P-CR

Клиент Укажите выходной ток до 20А

150 фунтов

15 «

30 Гц — 5 кГц

1000P-CRH

Клиент Укажите выходной ток до 400A

150 фунтов.

14 «

30″

30 Гц — 5 кр

1500p-cr

1500p-cr

клиента Укажите выходной ток до 30А

170 фунтов.

14 «

30 Гц — 5 кГц

1500P-CRH

Клиент Укажите выходной ток до 800A

170 фунтов.

14 «

30 Гц — 5 кр

3000p-cr

3000p-cr

3000p-cr

3000p-cr

3000p-cr

Customer Укажите выходной ток до 40А

200 фунтов.

17″

30 Гц — 5 кГц

3000P-CRH

Клиент Укажите выходной ток до 1500A

200 фунтов.

17 «

17″

30 Гц — 5 кгз

Ассортимент акций — любой диапазон до 1500 ампер. :

115 или 230 В, 50 Гц / 60 Гц для небольших устройств

Регулировка:

1% от сети и нагрузки

Частотная характеристика:

от 30 Гц до 5 кГц для стандартной модели, до 500 кГц для специальных моделей.

Защита от короткого замыкания:

Термостат с автоматическим сбросом

Искажение:

0,3% в среднем диапазоне

Диапазон коэффициента мощности:

От +0,7 до -0,7 для полной мощности; до нуля при пониженной мощности

Электронные усилители и фотоприемники — Electrical Optical Components, Inc.

Усилители — ток и напряжение — малошумящие, высокоскоростные, широкополосные, с синхронизацией

Фотоприемники, модуль фотодетектора

Фотоприемники и усилители

FEMTO — с модулями фотодетекторов или без них — представляют собой «сложные инструменты для восстановления сигнала» в научных и промышленных приложениях.Они разрабатываются и постоянно совершенствуются, чтобы быть лучшими из доступных продуктов. FEMTO — ведущий производитель высококачественных малошумящих усилителей.

Продукты включают:

FEMTO предлагает индивидуальные решения в любом количестве.

OEM-версии

каждого стандартного усилителя могут быть адаптированы для удовлетворения конкретных требований заказчика. Распространенным приложением является пользовательский фотоприемник, в котором специальный фотодиод встроен в усилитель FEMTO. Устранены шумовые и емкостные эффекты кабеля, соединяющего фотодиод.Это значительно улучшает общие характеристики фотодиода/усилителя. Пожалуйста, свяжитесь с нами с вашими потребностями.

Воспользуйтесь этими руководствами/каталогами/примечаниями по применению, чтобы выбрать лучший усилитель/фотоприемник для вашего приложения:

Компания Electro Optical Components отправляет все заказы FEMTO FedEx в течение 3 дней, но выставляет вам счет только по тарифу FedEx Ground.

Усилители тока (TIA — Трансимпедансный усилитель)

Каталог усилителей тока

Усилитель тока со сверхнизким уровнем шума

Малошумящий усилитель тока с переменным усилением

Быстродействующий усилитель тока

Высокоскоростной усилитель тока с переменным коэффициентом усиления

	Полоса пропускания 3 дБ (DC. …)	Шумовой ток √Гц	Трансимпеданс Усиление В/А	Дистанционное управление Управление
DHPCA-100	0,22 — 200 МГц	55 фА — 200 пА	1 x 10 8 Макс.	ДА

Усилители заряда

43 Макс.

Усилители напряжения

Каталог усилителей напряжения

Усилитель напряжения низкой частоты

Широкополосный усилитель напряжения

Логарифмический широкополосный усилитель напряжения

Технические примечания: Сравнение усилителей напряжения FEMTO

Высокоскоростной усилитель ГГц

Каталог широкополосных усилителей

ГГц

Специальные усилители

Индивидуальные модули усилителей: Разработаны с учетом ваших особых требований к усилителям

.

Фотоприемники

Каталог фотоприемников

Фотоприемники

Высокоскоростные фотоприемники

Балансные фотоприемники

Сбалансированные фотоприемники серии

HBPR Страница продукта

Пользовательские фотоприемники

Индивидуальные фотоприемники: разработаны с учетом ваших особых требований к фотоприемникам

.

Блокирующий усилитель

Блокируемые усилители Каталог

Дистанционный источник питания с низкой пульсацией

Программное обеспечение интерфейса усилителя

Программное обеспечение интерфейса LUCI-10: Windows PC

Аксессуары

Каталог принадлежностей

Обзор продукта FEMTO

Примечания по применению:

Eddie Current — ведущий производитель ламповых усилителей для наушников для аудиофилов

Ведущий производитель ламповых усилителей для наушников для меломанов…

Что есть   звук Эдди Карент? Звук помолвки!

Большинство усилителей для наушников поначалу звучат довольно хорошо, но менее чем через час прослушивания может наступить усталость или скука. Усилители Eddie Current созданы, чтобы устранить барьер между вами и музыкой. Барьер, который уводит вас от удовольствия, когда вы ловите себя на мыслях о том, чтобы вернуться к работе, посмотреть YouTube или поискать новый усилитель. С усилителями Eddie Current вы достигли музыкальной нирваны.

Eddie Current, LLC, 2800 Wake Ln, Oxnard CA 93035;
P 818-651-2734; E ckmoth@hotmail. ком

%PDF-1.4
%
153 0 объект >
эндообъект

внешняя ссылка
153 149
0000000016 00000 н
0000003802 00000 н
0000003993 00000 н
0000004019 00000 н
0000004065 00000 н
0000004099 00000 н
0000004309 00000 н
0000004386 00000 н
0000004465 00000 н
0000004543 00000 н
0000004619 00000 н
0000004697 00000 н
0000004773 00000 н
0000004851 00000 н
0000004927 00000 н
0000005005 00000 н
0000005081 00000 н
0000005159 00000 н
0000005235 00000 н
0000005313 00000 н
0000005389 00000 н
0000005467 00000 н
0000005543 00000 н
0000005621 00000 н
0000005697 00000 н
0000005775 00000 н
0000005851 00000 н
0000005929 00000 н
0000006005 00000 н
0000006082 00000 н
0000006157 00000 н
0000006234 00000 н
0000006309 00000 н
0000006386 00000 н
0000006461 00000 н
0000006668 00000 н
0000007175 00000 н
0000007688 00000 н
0000008461 00000 н
0000008497 00000 н
0000008544 00000 н
0000008724 00000 н
0000008918 00000 н
0000009100 00000 н
0000009177 00000 н
0000009789 00000 н
0000010397 00000 н
0000010584 00000 н
0000011203 00000 н
0000011781 00000 н
0000012223 00000 н
0000012652 00000 н
0000013531 00000 н
0000013686 00000 н
0000014045 00000 н
0000015559 00000 н
0000015838 00000 н
0000016302 00000 н
0000016727 00000 н
0000017006 00000 н
0000017425 00000 н
0000020095 00000 н
0000020734 00000 н
0000020791 00000 н
0000020909 00000 н
0000021026 00000 н
0000021179 00000 н
0000021362 00000 н
0000021502 00000 н
0000021663 00000 н
0000021777 00000 н
0000021914 00000 н
0000022080 00000 н
0000022315 00000 н
0000022450 00000 н
0000022585 00000 н
0000022762 00000 н
0000022896 00000 н
0000023035 00000 н
0000023146 00000 н
0000023290 00000 н
0000023423 00000 н
0000023546 00000 н
0000023686 00000 н
0000023829 00000 н
0000023946 00000 н
0000024083 00000 н
0000024242 00000 н
0000024375 00000 н
0000024508 00000 н
0000024754 00000 н
0000024855 00000 н
0000024989 00000 н
0000025105 00000 н
0000025328 00000 н
0000025469 00000 н
0000025558 00000 н
0000025694 00000 н
0000025830 00000 н
0000026016 00000 н
0000026185 00000 н
0000026335 00000 н
0000026498 00000 н
0000026653 00000 н
0000026811 00000 н
0000026970 00000 н
0000027216 00000 н
0000027358 00000 н
0000027480 00000 н
0000027605 00000 н
0000027752 00000 н
0000028051 00000 н
0000028179 00000 н
0000028312 00000 н
0000028441 00000 н
0000028586 00000 н
0000028713 00000 н
0000028829 00000 н
0000028961 00000 н
0000029099 00000 н
0000029238 00000 н
0000029361 00000 н
0000029477 00000 н
0000029614 00000 н
0000029753 00000 н
0000029895 00000 н
0000030051 00000 н
0000030199 00000 н
0000030335 00000 н
0000030490 00000 н
0000030670 00000 н
0000030847 00000 н
0000031010 00000 н
0000031168 00000 н
0000031329 00000 н
0000031459 00000 н
0000031644 00000 н
0000031783 00000 н
0000031922 00000 н
0000032138 00000 н
0000032279 00000 н
0000032512 00000 н
0000032646 00000 н
0000032806 00000 н
0000032991 00000 н
0000033199 00000 н
0000033336 00000 н
0000033512 00000 н
0000003276 00000 н
трейлер
]>>
startxref
0
%%EOF

301 0 объект > поток
xb«`f`f`c«ag@

Применение 10 13-омных цилиндрических усилителей тока Фарадея для изотопного анализа бора методом растворения и лазерной абляции, мультиколлекторная масс-спектрометрия с индуктивно-связанной плазмой

Обоснование:

Отношения изотопов бора (значения δ ¹¹ B) используются в качестве показателя палео-pH морской воды, среди нескольких других приложений. Аналитическая точность может быть ограничена детектированием ионных пучков низкой интенсивности в ограниченном количестве образцов. Усилители с высоким коэффициентом усиления обеспечивают улучшенное соотношение сигнал/шум и могут использоваться для повышения точности измерений и уменьшения количества проб.

Методы:

10 ¹³ Технология усиления Ом ранее применялась к нескольким радиогенным системам, но до сих пор не применялась к нетрадиционным стабильным изотопам.Здесь мы применяем технологию усилителя 10 ¹³ Ом для измерения отношений изотопов бора с использованием методов растворного режима MC-ICP-MS и режима лазерной абляции (LA-)MC-ICP-MS. Точность показана для эталонных материалов, а также для малообъемных образцов фораминифер.

Результаты:

Базовая погрешность для ионного пучка 0,1 пА ¹⁰ B ⁺ снижается до <0. 1 ‰ для типичного периода измерения. Внешняя точность лучше 0,2 ‰ (2SD) для измерений δ ¹¹ B для образцов растворов, содержащих всего 0,8 нг общего бора. Для микроанализа in situ методом LA-MC-ICP-MS внешняя прецизионность ¹¹ B/ ¹⁰ B по внутреннему стандарту кальцита составила 1 ‰ (2SD) для отдельных точечных анализов и 0,3 ‰ для среднего значения. ≥10 повторных точечных анализов.

Выводы:

10 ¹³ Технология усилителей с сопротивлением Ом продемонстрировала преимущества при определении значений δ ¹¹ B как с помощью MC-ICP-MS, так и LA-MC-ICP-MS для небольших образцов биогенных карбонатов, таких как раковины фораминифер.10 ¹³ Технология усилителя Ом также будет полезна для других нетрадиционных измерений стабильных изотопов.

.