Усилители постоянного тока прямого усиления. Усилители тока

Усилители тока

УТ предназначены для преобразования малых токов в напряжение. Простейший способ преобразовать ток в напряжение – это пропустить этот ток через резистор с известным сопротивлением. Однако при этом для увеличения чувствительности при изменении очень малых токов приходится существенно увеличивать сопротивление резистора. Это в свою очередь приводит:

во-первых:к увеличению нежелательного обратного воздействия измерений цепь на цепь, в которой проводится измерение;

во-вторых:требует повышения входного сопротивления последующих каскадов;

в-третьих: увеличивает инерционность цепи, вызываемую действием паразитных емкостей, в частности, емкости соединительной линии.

Усилитель тока на основе ОУ, позволяет в значительной степени избавиться от перечисленных недостатков. В простейшем случае УТ представляет собой инвертирующий усилитель без входного резистора.

Источник входного тока показан в виде цепи, состоящей из идеального источника тока Iвхс внутренним сопротивлениемRi. Как известно из курса ТОЭ такой источник может быть замене последовательной цепью из источника ЭДС (напряжения)и внутреннего сопротивленияRi. Используя формулу для коэффициента передачи И-усилителя, получим:

где k- коэффициент усиления ОУ;

- коэффициент передачи цепи ОС;

при получаем

Входное сопротивление УТ весьма мало и может быть определено как Rвх И-усилителя уменьшенное на сопротивление резистора R1.

,

где rвх – входное сопротивление собственно ОУ.

Вывод:

1. Вследствие малости входного сопротивления УТ практически не оказывает обратного влияния на цепь, в которой измеряется ток. Кроме того устраняется влияние емкости соединительной линии, т.к. эта емкость включена параллельно низкому входному сопротивлению УТ и поэтому обусловленная ею постоянная времени очень мала. Выходное сопротивление УТ мало как и у всякого усилителя с ОС по напряжению.

2. Если к УТ предъявляется требование высокого быстродействия, то можно рекомендовать включить конденсатор между выходом и Н-входом ОУ с целью уменьщения шумов на выходе.

3. Для увеличения коэффициента усиления УТ необходимо увеличивать сопротивление R2. Чтобы избежать слишком больших сопротивлений целесообразно использовать в УТ Т-образную цепь ООС. В этом случае коэффициент усиления УТ будет:

.

Примером источников тока могут служить фотоэлементы: фотодиоды, фототранзисторы, фотоумножители. Их выходное сопротивление велико, поэтому чем меньше сопротивление нагрузки, тем в большей степени они работают как источники тока. Использование фотоэлементов в режиме источника тока улучшает линейность световой характеристики, обеспечивает более высокое быстродействие, повышает стабильность параметров во времени и при эксплуатации.

Для повышения разрешающей способности преобразователя ток-напряжение, необходимо, чтобы сигнальный ток превышал значение входного тока операционного усилителя. Поэтому при измерении малых токов, необходимо применять ОУ с наименьшими входными токами (с полевыми транзисторами на входе).

Рассмотрим схему преобразователя ток-напряжение в паре с фотощдиодом.

Потециал И-входа ОУ поддерживается равным нулю (квазинуль сигнала). Это очень хорошо, т.к. фотодиод может создавать потенциал, равный всего нескольким десятым долям вольта. При R2 = 1 Мом, такой преобразователь обеспечивает преобразование тока в напряжение в отношении 1 Вольт на 1 мкА входного тока. Притаком включении повышается быстродействие фотодиода, поскольку исключается влияние его собственной емкости за счет того, что он работает на очень низкоомную нагрузку . Сигнальный ток фотодиода пропорционален освещенности Е и интегральной чувствительности фотодиода S:

Тогда выходное напряжение схемы будет равно:

Важным преимуществом данной схемы является то, что при изменении сопротивления резистора R2 (ОС) от сотен Ом до нескольких Мом можно измерять освещенности, отличающиеся в сотни тысяч раз.

Погрешность преобразователя также определяется параметрами ОУ. Она обусловлена напряжением смещения, входным током и их дрейфами. Коэффициент усиления этого преобразователя для напряжения смещения и шумовых напряжений определяется выражением:

(т.к. )

где Rф – внутреннее сопротивление фотодиода.

Выходное напряжение ОУ за счет его погрешностей будет равно:

Для уменьшения шумового напряжения резистор ОС шунтируем емкостью. Для уменьшения погрешности от входных к Н-входу подсоединяют резистор R=R2.

Такую же схему можно использовать для фототранзисторов и фотоумножителей (оба элемента потребляют ток от +Uип под действием света).

В такой схеме ток протекает при наличии источника питания +Uип под действием света.

studfiles.net

Усилители постоянного тока | Основы электроакустики

Усилители постоянного тока  Общие сведения. Усилители постоянного тока УПТ могут уси­ливать электрические колебания со спектром частот от 0 до fв, оп­ределяемой назначением и условиями работы. По принципу дейст­вия различают усилители прямого усиления и. с преобразованием. В усилителях постоянного тока с преобразованием усиливаемый постоянный ток преобразуется в переменный и усиливается с по­следующим выпрямлением (усиление с модуляцией и демодуляцией сигнала — МДМ).

Особенность схем УПТ прямого усиления, наличие гальвани­ческой (непосредстенной) связи между выходным электродом уси­лительного элемента (коллектором, анодом) одного каскада и входным электродом усилительного элемента (базой, сеткой) сле­дующего каскада. При этом цепь связи между каскадами не содер­жит реактивных элементов (конденсаторов, трансформаторов), поэтому возможно прохождение сигналов любой частоты (вплоть до нулевой).

Гальваническая связь, хорошо передавая перепады потенциа­лов и медленные изменения токов между каскадами, затрудняет установку режима работы усилительного элемента, вызывает не­стабильность работы самого усилителя. При изменениях напряже­ния источников питания и режимов работы усилительных элемен­тов или их параметров возникают медленные изменения токов, которые через цепи гальванической связи передаются на вход усили­теля и приводят к изменениям выходного сигнала. Эти изменения выходного сигнала неотличимы от изменений, вызванных воздей­ствием полезного сигнала на входе усилителя.

Дрейф нуля и способы его снижения. Изменения выходного напряжения, обусловленные внутренними процессами в усилителе (нестабильностью напряжения источников питания, или параметров активных и пассивных элементов схемы, изменениями температу­ры окружающей среды и т. д.) и не связанные со входным напря­жением, называют дрейфом нуля усилителя. Абсолютный дрейф нуля характеризуется максимальным изменением выходного напря­жения при отсутствии сигнала на входе (при замкнутом входе) усилителя за определенный промежуток времени. Напряжение дрейфа, приведенное ко входу усилителя, равно отношению напря­жения абсолютного дрейфа к коэффициенту усиления усилителя: Uдр.вх = U др.вых.макс/K. Значение этого напряжения ограничивает минимально различи­мый входной сигнал (т. е. определяет чувствительность усилителя). Для нормальной работы усилителя напряжение дрейфа не должно превышать заданного минимального напряжения усиливаемого сиг­нала. Если напряжение дрейфа на входе усилителя окажется того же порядка или больше напряжения сигнала, уровень искажений усили­теля превысит допустимую величину, что может вызвать смещение ра­бочей точки усилителя вне рабочей области характеристик усили­тельного элемента («дрейф нуля»).

Основными способами уменьшения напряжения дрейфа явля­ются:

• стабилизация напряжения или тока всех источников питания, влияющих на режим усилительного каскада;
• применение глубокой ООС;
• компенсация температурного дрейфа элементами с нелиней­ной зависимостью параметров от температуры;
• применение баланс­ных (мостовых) схем;
• преобразование постоянного тока, в перемен­ный и усиление переменного тока с последующим выпрямлением.

Схемы усилителей постоянного тока. Важными задачами при построении схем УПТ являются согласование потенциалов (на вхо­де усилителя, в точках соединения каскадов, и на выходу, при под­ключении нагрузки) и обеспечение стабильности работы при изме­нениях режимов и параметров элементов схемы. Усилители постоян­ного тока могут быть одно- и двухтактными.

В однотактной схеме УПТ прямого усиления на­пряжение сигнала с выхода одного усилительного элемента непо­средственно поступает на вход следующего усилительного элемента. Одновременно с напряжением сигнала на вход следующего усили­тельного элемента (например, V2) поступает напряжение питания цепи предыдущего транзистора VI. Для согласования потенциала коллектора транзистора VI с потенциалом базы последующего кас­када на транзисторе V2 следует скомпенсировать коллекторное на­пряжение первого каскада. С этой целью в эмиттерную цепь V2 включают резистор Raz, в результате чего напряжение смещения цепи базы транзистора V2 Uбэ2 = Uкэ1 + Uэ1 — UЭ2. Для получения требуемого тока коллектора в транзисторе V2 напряжение U3n на резисторе RЭ2 должно превышать напряжение U3i на резисторе Rзь Потенциалы коллекторов последующих транзисторов должны быть высокими. Эти требования выполняются уменьшением сопротивлений Rк и увеличением R3 последующих каскадов, т. е. выбором RK3<Rк2<RK1 и Rэз>RЭ2>Rэ1. При таком выборе резисторов Rк и Ra снижается усиление последующих кас­кадов. Следует учитывать, что резисторы R3i, Raz и Rэз в схеме УПТ не только компенсируют коллекторное напряжение, поступаю­щее на базу, но и осуществляют стабилизацию режима транзисто­ров за счет ООС по току. Благодаря ООС параметры усилителя (Кв, Кт, rвх, rвых) в меньшей степени зависят от параметров тран­зистора и обладают большей стабильностью при их изменениях. Сопротивление R3 последнего каскада обычно выбирают из усло­вий получения необходимой стабильности режима работы, а нуж-ное смещение на базе устанавливают с помощью делителя RоRаз или- стабилитрона V4, подключаемого к цепи эмиттера (как пока­зано на рисунке пунктирной линией). Если эмиттерный ток транзистора меньше рабочего тока стабилитрона, в схему (для обеспе­чения его номинального режима) дополнительно вводят резистор rq. Балансные схемы в сочетании со взаимной компенсацией, глу­бокой ООС и термокомпенсацией нелинейными элементами позво­ляют значительно увеличить стабильность УПТ. В большинстве случаев балансные схемы усилителей выполняют двухтактными. Для уменьшения дрейфа нуля применяют балансные схемы усилителей параллельного и последовательного типа. В схеме параллельного балансного каскадакол­лекторные резисторы RK1 и RК2 и внутренние сопротивления транзисторов образуют четыре плеча моста. К одной диагонали моста между цепями коллектор — эмиттер подключается напряжение пи­тания, а к другой (между коллекторами) — нагрузка. Входной уси­ливаемый сигнал прикладывается к базам обоих транзисторов. При RK1=RK2 и идентичных транзисторах плечи моста симметричны. Если сигнал на входе схемы отсутствует (Uи=0), разность потен­циалов между коллекторами VI и V2 также равна нулю. Если Uвх=/=0, потенциалы на коллекторах транзисторов получают одинаковые по величине, но разные ло знаку приращения (AUK1 = .=. — АUка), вследствие чего , в нагрузке появляется ток. Балансные каскады парал­лельного типа могут быть ис­пользованы в качестве первых высокостабильных каскадов многокаскадных усилителей, а также в качестве выходных каскадов, если нужно получить симметрично изменяющееся напряжение (например, для отклоняю­щих пластин осциллографической трубки) или симметрично изменяющийся ток (например, для отклоняющих катушек электронно-лучевых трубок, обмоток реле). Высокая стабильность выходных данных объясняется тем, что изменения режима (темпе­ратуры, напряжения источника) в симметричной схеме приводят к одинаковым изменениям потенциалов на коллекторах, поэтому вы­ходное напряжение и ток в нагрузке не меняются. В симметричной схеме ток через резистор R9 можно считать не измененным (АIэ1= — АIэ2). Следовательно, обратная связь в схеме не возникает. Регулировкой сопротивления резистора связи R1 с отводом средней точки можно уменьшить колебания токов коллекторов. Резистор R1, являясь сопротивлением обратной свя­зи, снижает усиление, однако предотвращает закрывание одного из транзисторов при малейшем разбалансе базовых потенциалов, чем расширяет динамический диапазон входных сигналов. Балансные каскады последовательного типа на транзисторах распрортранения не получили, поскольку обладают большим дрей­фом нуля. Усилители постоянного тока прямого усиления обеспечивают усиление сигналов лишь в сотни микровольт и выше. Для усиления более слабых сигналов используют УЛТ с преобразованием посто­янного тока в переменный с последующим усилением и выпрямле­нием..

audioakustika.ru

Усилители постоянного тока - часть 3

В настоящее время наибольшее распространение получили диф­ференциальные (параллельно-балансные или разностные) усилители. Такие усилители просто реализуются в виде монолитных ИС и широко выпускаются отечественной промышленностью: К118УД, КР198УТ1 и др. Их отличает высокая стабильность работы, малый дрейф нуля, большой коэффициент усиления дифференциального сигнала и большой коэффициент подавления синфазных помех.

На рис. 10 приведена принципиальная схема простейшего варианта дифференциального усилителя (ДУ). Любой ДУ выпол­няется по принципу сбалансированного моста, два плеча которого образованы резисторами R к1 и R к1 , а два других — транзисторами Т1 и Т2. Сопротивление нагрузки включается между коллекторами транзисторов, т. е. в диагональ моста. Сразу отметим, что резисторы R 01 и R 02 имеют небольшие величины, а часто и вообще отсутствуют. Можно считать, что резистор R Э подключен к эмиттерам транзисторов. Обращает на себя внимание то обстоятельство, что питание ДУ осуществляется от двух источников, напряжения которых равны (по модулю) друг другу. Таким образом, суммарное напряжение питания ДУ равно 2Е.

Рис. 10

Использование второго источника (—Е) позволяет снизить потенциалы эмиттеров Т1 и Т2 до потенциала общей шины. Это обстоятельство дает возможность подавать сигналы на входы ДУ без введения дополнительных компенсирующих напряжений (что требуется, например, для усилителя на рис. 3). При анализе работы ДУ принято выделять в нем два общих плеча, одно из которых состоит из транзистора Т1 и резистора Rк1 (и R01 ), второе —из транзистора Т2 и резистора Rк2 (и R02 ). Каждое общее плечо ДУ является каскадом ОЭ. Таким образом, можно заключить, что ДУ состоит из двух каскадов ОЭ. В общую цепь эмиттеров транзисторов включен резистор RЭ , которым и задается их общий ток. Для того чтобы ДУ мог качественно и надежно выполнять свои функции, а также в процессе длительной работы сохранить свои параметры и уникальные свойства, в реальных усилителях требуется выполнить два основных требования. Рассмотрим эти требования последовательно.

Первое требование состоит в симметрии обоих плеч ДУ. По нему необходимо обеспечить идентичность параметров каскадов ОЭ, образующих ДУ. При этом должны быть одинаковы параметры транзисторов Т1 и Т2, а также Rк1 = Rк2 (и R01 = R02 ). Если первое требование выполнено полностью, то больше ничего и не требуется для получения идеального ДУ. Действительно, при Uвх1 = Uвх2 = 0 достигается полный баланс моста, т. е. потенциалы коллекторов транзисторов Т1 и Т2 одинаковы, следовательно, напряжение на нагрузке равно нулю. При одинаковом дрейфе нуля в обоих каскадах, ОЭ (плечах ДУ) потенциалы коллекторов будут изменяться всегда одинаково, поэтому на выходе ДУ дрейф нуля будет от­сутствовать. За счет симметрии общих плеч ДУ будет обес­печиваться высокая стабильность при изменении напряжения питания, температуры, радиационного воздействия и т.д. Все это абсолютно верно, но возникает вопрос: «Как обеспечить симметрию общих плеч в ДУ?» На первый взгляд может показаться, что решить этот вопрос довольно просто. Действительно, всегда можно подобрать пары транзисторов и резисторов с весьма близкими параметрами.. Если собрать ДУ на таких дискретных элементах, то он может быть и продемонстрируете желаемый результат, но только в относительно небольшой промежуток времени. С течением времени параметры транзисто­ров и резисторов будут изменяться различным образом в соот­ветствии с законами своей собственной структуры, естественно, что на них различным образом будут влиять и внешние факторы, а следовательно, нарушится симметрия плеч со всеми вытека­ющими отсюда последствиями. В конечном счете можно за­ключить, что на дискретных элементах (изготовленных в разное время и в разных условиях) осуществить выполнение первого требования для ДУ практически невозможно. Это и обусловили тот факт, что прекрасные свойства ДУ не нашли должного использования в дискретной электронике. Приблизиться к выполнению первого основного требования для ДУ позволила микроэлектроника. Ясно, что симметрию общих плеч ДУ могут, обеспечив лишь идентичные элементы в которых все одинаково и которые были изготовлены в аб­солютно одинаковых условиях. Так, в монолитной ИС близко расположенные элементы действительно имеют почти одинаковые параметры. Следовательно, в монолитных ИС первое требование к ДУ почти выполнено. Это «почти» позволяет реализовать ДУ пусть не с идеальными, но все же с хорошими параметрами, но при непременном условии выполнения второго основного требования к ДУ.

Второе основное требование состоит в обеспечении глубокой ООС для синфазного сигнала. Синфазными называются одинаковые сигналы, т. е. сигналы, имеющие равные амплитуды, формы и фазы. Если на входах ДУ (рис. 10) присутствуют U вх1 = U вх2 , причем с совпадающими фазами, то можно говорить о поступлении на вход ДУ синфазного сигнала. Синфазные сигналы обычно обусловлены наличием помех, наводок и т. д. Часто они имеют большие амплитуды (значительно превышающие полезный сигнал) и являют­ся крайне нежелательными, вредными для работы любого усилителя.

Выполнить второе основное требование позволяет введение в ДУ резистора R Э , (или его электронного эквивалента). Если на вход ДУ поступает сигнал синфазной помехи, например, положительной полярности, то транзисторы Т1 и Т2 приотк­роются и токи их эмиттеров возрастут. В результате по резистору R Э будет протекать суммарное приращение этих токов, об­разующее на нем сигнал ООС. Нетрудно показать, что R Э образует в ДУ последовательную ООС по току. При этом будет наблюдаться уменьшение коэффициента усиления по на­пряжению для синфазного сигнала каскадов ОЭ, образующих общие плечи ДУ, K исф1 и Кисф2 . Поскольку коэффициент усиления ДУ для синфазного сигнала Кисф = Кисф1 - Кисф2 и за счет выполнения первого основного требования Кисф1 ≈ Кисф2 удается получить весьма малое значение Кисф , т. е. значительно подавить синфазную помеху.

Так как в монолитном ДУ с достаточным приближением можно выполнить оба основных требования, удается не только подавить синфазную внешнюю помеху, но и снизить влияние внутренних факторов, проявляющихся через изменения парамет­ров элементов схемы. Конечно, параметры составляющих каска­дов будут изменяться, но по весьма близким зависимостям, влияние которых будет дополнительно ослабляться наличием ООС.

Теперь рассмотрим работу ДУ для основного рабочего входно­го сигнала — дифференциального. Дифференциальными (противо­фазными) принято называть сигналы, имеющие равные амплиту­ды, но противоположные фазы. Будем считать, что входное напряжение подано между входами ДУ, т. е. на каждый вход поступает половина амплитудного значения входного сигнала, причем в противоположных фазах. Если U вх1 в рассматриваемый момент представляется положительной полуволной, то U вх2 — отрицательной.

За счет действия U вх1 транзистор Т1 приоткрывается, и ток его эмиттера получает положительное приращение ∆I Э1 , а за счет действия U вх2 транзистор Т2 закрывается, и ток его эмиттера получает отрицательное приращение, т.е. — ∆I Э2 . В ре­зультате приращение тока в цепи резистора R Э ∆IR Э = ∆I Э1 - ∆I Э1. Если общие плечи ДУ идеально симметричны, то ∆IR Э = 0 и, следовательно, ООС для дифференциального сигнала отсутствует. Это обстоятельство позволяет получать от каждого каскада ОЭ в рассматриваемом усилителе, а следовательно, и от всего ДУ большое усиление. Отсюда происходит и название усилителя — дифференциальный. Так как для дифференциального входного сигнала в любой момент напряжения на коллекторах транзисто­ров Т1 и Т2 будут находиться в противофазе, то на нагрузке происходит выделение удвоенного выходного сигнала. Итак, резистор R Э , образует ООС только для синфазного сигнала.

Поскольку в реальных ДУ идеальную симметрию плеч осущест­вить нельзя, то R Э все же будет и для дифференциального сигнала создавать ООС, но незначительной глубины, причем чем лучше симметрия плеч, тем меньше ООС. Небольшую последовательную ООС по току задают в каскадах ДУ с по­мощью резисторов R01 и R02 . Как отмечалось выше, эти резисторы имеют небольшие номиналы (участки полупровод­никовой подложки), поэтому создаваемая ими ООС невелика и существенно не влияет на усилительные свойства ДУ.

Таким образом, при выполнении в ДУ двух основных требова­ний он обеспечивает стабильную работу с малым дрейфом нуля, с хорошим усилением дифференциального сигнала и со значитель­ным подавлением синфазной помехи. В зависимости от того, как подключены в ДУ источник входного сигнала и сопротивление нагрузки, следует различать схемы его включения.

Можно выделить четыре схемы включения ДУ: симметричный вход и выход, симметричный вход и несимметричный выход, несимметричный вход и симметричный выход, несимметричный вход и выход. Рассмотрим их последовательно при воздействии рабочего входного сигнала.

mirznanii.com

Идеальные усилители напряжения и тока — КиберПедия

 

Идеальным усилителем напряжения называется активный невзаимный четырехполюсник, напряжение на выходе которого в любой момент времени прямо пропорционально напряжению на входе, а входной ток равен нулю:

. (5.31)

Коэффициент пропорциональности между входным и выходным напряжениями представляет собой вещественное число, называемое коэффициентом усиления по напряжению.

При напряжения на входе и выходе имеют разные знаки (при гармоническом внешнем воздействии напряжения и находятся в противофазе). Усилитель напряжения такого типа называется инвертирующим.

При напряжения на входе и выходе усилителя имеют одинаковые знаки (совпадают по фазе). Такой усилитель называется неинвертирующим.

При напряжение на выходе усилителя равно напряжению на его входе. Усилитель такого типа называется идеальным повторителем напряжения.

Схема замещения идеального усилителя напряжения может быть представлена в виде ИНУН с вещественным коэффициентом управления . Очевидно, что входное сопротивление идеального усилителя напряжения бесконечно велико, а выходное сопротивление равно нулю.

Идеальным усилителем тока называется активный невзаимный четырехполюсник, ток на выходе которого в любой момент времени пропорционален входному току, а напряжение на входе равно нулю:

. (5.32)

Коэффициент пропорциональности между входным и выходным токами представляет собой вещественное число и называется коэффициентом усиления по току. Схема замещения идеального усилителя тока содержит ИТУТ с вещественным коэффициентом управления . Входное сопротивление идеального усилителя тока равно нулю, а выходное сопротивление бесконечно велико.

Из анализа основных уравнений (5.31) и (5.32) следует, что коэффициент усиления по току идеального усилителя напряжения и коэффициент усиления по напряжению идеального усилителя тока бесконечно велики и, следовательно, коэффициенты усиления по мощности обоих усилителе равны бесконечности.

Наиболее широкое применение в теории цепей нашли идеальные усилители напряжения, условное графическое изображение которых приведено на рис. 5.18. Бесконечно большое входное и нулевое выходное сопротивления идеального
Рис. 5.18

усилителя напряжения позволяют применять его для усиления в заданное число раз напряжения и одновременного «развязывания», т. е. электрического разделения источника энергии и нагрузки.

 

Идеальные операционные усилители

 

Идеальными операционным усилителем (ОУ) называется идеальный усилитель напряжения с бесконечно большим коэффициентом усиления. Идеальный ОУ представляет собой упрощенную модель широкого класса реальных устройств – операционных усилителей, выпускаемых в виде интегральных полупроводниковых микросхем. Первоначально усилители такого типа использовались в аналоговой вычислительной технике для моделирования различных математических операций (умножения, сложения, интегрирования и т. п.), чем и объясняется происхождение термина «операционный усилитель».

Наибольшее распространение получили ОУ с двумя входными зажимами (ОУ с дифференциальным входом), напряжение на выходе которых пропорционально разности напряжений на входных зажимах:

. (5.33)

Схема замещения идеального ОУ с дифференциальным входом и его условное графическое обозначение приведены на рис. 5.19 а, б. Условное графическое изображение реального ОУ в соответствии с ГОСТ 2.759 – 82 приведено на рис. 5.19 в.

Как следует из выражений (5.33) и рис. 5.19 а, при закорачивании зажимов ОУ ведет себя как инвертирующий, а при закорачивании зажимов как неинвертирующий усилитель напряжения с бесконечно большим коэффициентом усиления. Зажимы называются инвертирующими, а зажимы – неинвертирующими входами. На условном графическом изображении идеального ОУ (рис. 5.19 б) инвертирующий вход обозначен знаком «–», а неинвертирующий – «+». Следует помнить, что знаки «–» и «+» позволяют в данном случае только условно обозначить инвертирующий и неинвертирующий входы и не указывают на полярность подаваемых на них напряжений. Инвертирующий вход реального ОУ (рис. 5.19 в) обозначается кружком.

Анализ цепей с ОУ можно выполнять двумя способами, равноценными в смысле получаемых результатов:

1) заменяя ОУ схемой замещения (рис. 5.19 а) и составляя уравнения электрического равновесия полученной идеализированной цепи при . После решения этих уравнений относительно интересующих токов и напряжений находятся пределы, к которым стремятся значения соответствующих величин при ;

2) не прибегая к схеме замещения ОУ, но учитывая, что при конечном выходном напряжении и бесконечно большом коэффициенте усиления разность должна стремиться к нулю, т. е. зажимы 1 и 2 должны иметь одинаковый потенциал. Это допущение, а также учет того, что входные токи ОУ равны нулю, позволяет существенно упростить анализ цепей с ОУ.

 

Идеальные преобразователи сопротивления

 

Преобразователями сопротивления называются четырехполюсники, входное сопротивление которых пропорционально сопротивлению или проводимости нагрузки. Различают два основных типа преобразователей сопротивления: конверторы и инверторы.

Идеальный конвертор сопротивления – это четырехполюсник, комплексное входное сопротивление которого пропорционально комплексному сопротивлению нагрузки:

, (5.34)

где – вещественное число, называемое коэффициентом конверсии. При конвертор осуществляет преобразование сопротивления без изменения его знака. Конверторы такого типа называются конверторами положительного сопротивления или масштабными преобразователями сопротивления. К конверторам положительного сопротивления относится, в частности, идеальный трансформатор, коэффициент конверсии которого: , где – коэффициент трансформации трансформатора.

При конвертор осуществляет преобразование сопротивления с изменением его знака. Конверторы такого типа получили название конверторов отрицательного сопротивления.

Сравнивая выражение (5.34) с соотношением (5.21) для входного сопротивления произвольного четырехполюсника нагруженного со стороны зажимов (рис. 5.12), определяем зависимость между –параметрами идеального конвертора сопротивления:

. (5.35)

Очевидно, что у конверторов положительного сопротивления параметры и имеют одинаковые знаки, а у конверторов отрицательного сопротивления – противоположные.

Используя соотношение (5.35), находим определитель матрицы –параметров идеального конвертора сопротивлений:

. (5.36)

Следовательно, идеальный конвертор сопротивления является взаимным четырехполюсником при и невзаимным при .

Подключая нагрузку к зажимам и учитывая выражения (5.22) и (5.35), определяем выходное сопротивление конвертора:

. (5.37)

Как следует из выражения (5.37), характер преобразования сопротивления не изменится, если входные и выходные зажимы идеального конвертора сопротивления поменять местами, при этом коэффициент конверсии заменится обратной ему величиной .

Если у конвертора сопротивления и, следовательно, , то такой конвертор называется идеальным конвертором с преобразованием тока. Напряжение на выходе такого конвертора равно напряжению на входе, а токи отличаются в раз: .

Если у конвертора сопротивления и, следовательно, , то такой конвертор называют идеальным конвертором с преобразованием напряжения. Напряжения на входе и выходе такого конвертора отличаются в раз, а токи имеют одинаковые значения: .

Идеальным инвертором сопротивления называется четырехполюсник, комплексное входное сопротивление которого пропорционально комплексной проводимости нагрузки:

, (5.38)

где – вещественное число, называемое коэффициентом инверсии.

Сравнивая выражения (5.21) и (5.38), находим соотношения между -параметрами идеального инвертора сопротивления:

. (5.39)

Нетрудно убедиться, что входное сопротивление инвертора не изменится, если его входные и выходные зажимы поменять местами:

.

Определитель матрицы -параметров идеального инвертора сопротивления

. (5.40)

Следовательно, идеальный инвертор сопротивления является взаимным четырехполюсником только в случае . При идеальный инвертор сопротивления является невзаимным четырехполюсником.

В зависимости от знака коэффициента инверсии различают инверторы положительного ( ) и отрицательного ( ) сопротивления. Частным случаем инвертора положительного сопротивления является идеальный гиратор, образованный двумя идеальными ИТУН (рис. 5.20).
Рис. 5.20

Единственным в данном случае параметром такого ИТУН служит крутизна – вещественное число, называемое еще коэффициентом гирации или гираторной проводимостью. ИТУН2 отличается от ИТУН1 тем, что инвертирует, т. е. изменяет на противоположный знак выходного колебания.

ИТУН1 создает на зажимах ток , в то время как ток на зажимах , создаваемый ИТУН2, определяется выходным напряжением: . Таким образом, -матрица гиратора имеет вид . Поскольку , то гиратор невзаимен. Пусть к зажимам гиратора подключена нагрузка , т.е. . Это означает, что ; при этом на входе возникает ток с комплексной амплитудой . Тогда входное сопротивление гиратора

. (5.41)

Примечательно, что если нагрузка носит ёмкостный характер , то входное сопротивление гиратора имеет индуктивный характер , где – эквивалентная индуктивность.

Гираторы обычно реализуются на базе интегральных схем операционных усилителей и используются для имитации индуктивных элементов в микроэлектронных цепях. При этом удается реализовать весьма большие номиналы индуктивностей. Так, при и имеем . Соответствующая катушка имела бы неприемлемо большие массу и габариты.

Если оба ИТУН одинаковы (рис. 5.21), то гиратор превращается в конвертор сопротивления, так как его входное сопротивление (5.42) Подключив к конвертору резистивную нагрузку , получаем элемент с отрицательным входным
Рис. 5.21

сопротивлением, который может использоваться, например, в автоколебательных устройствах.

 

 

Учебное издание

 

Ланских Анна Михайловна

 

ЭЛЕКТРОТЕХНИКА И ЭЛЕКТРОНИКА

 

Учебное пособие

 

Часть1. Основы электротехники

 

 

Подписано к использованию 18.12.13. Заказ № 1245.

 

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего

профессионального образования«Вятский государственный университет»

 

610000, Киров, ул. Московская, 36 Тел.: (8332) 64–23–56, http://vyatsu.ru

 

cyberpedia.su

Усилители постоянного тока - часть 2

Способ построения УПТ на основе непосредственной связи в усилительных каскадах с глубокой ООС может быть использован для получения сравнительно небольшого коэффициента усиления (в несколько десятков) при достаточно большом

. Если в таких УПТ попытаться повысить Кu , то неизбежно получим резкое возрастание дрейфа нуля, вызванного не только температурной нестабильностью, но и нестабильностью источников питания. Отметим, что применение традиционных методов уменьшения влияния нестабильностей Ек с помощью фильтрующих конденсаторов здесь не дает желаемого результата (слишком низкие частоты). Для снижения температурного дрейфа в УПТ прямого усиления иногда применяют температурную компенсацию. В настоящее время в качестве термокомпенсирующего элемента обычно используется диод в прямом смешении, включенный в цепь базы транзистора. Принцип построения таких устройств практически одинаков для усилителей постоянного и переменного тока. Все рассмотренные выше УПТ имеют большой температурный дрейф (e др составляет единицы милливольт на градус). Кроме того, в них отсутствует зримая компенсация временного дрейфа и влияния низкочастотных шумов. Эти факторы могут оказаться даже более существенными, чем температурный дрейф нуля. Отмеченные недостатки усилителей прямого усиления в значительной степени преодолеваются в УПТ с преобразованием (модуляцией) сигнала.

При усилении малых сигналов постоянного тока или напряжения часто применяют усилители с преобразованием постоянного тока в переменный. Такие УПТ имеют малый дрейф нуля, большой коэффициент усиления на низких частотах и не нуждаются в подстройке нулевого уровня. На рис. 5 приведена структурная схема усилителя с преобразованием постоянного тока в переменный. На этой схеме использованы следующие обозначения: М—модулятор. Ус—усилитель переменного тока, ДМ—демодулятор. Такой УПТ часто называют усилителем с модуляцией и демодуляцией (МДМ).

В УПТ с МДМ входной сигнал постоянного напряжения Uвх (или тока) сначала преобразуется в пропорциональный ему сигнал переменного напряжения с помощью модулятора М, потом усиливается обычным усилителем Ус, а затем Демодулятором ДМ преобразуется в сигнал постоянного напряжения. Поскольку в усилителях переменного тока (например, с RC-связью) дрейф не передается от каскада к каскаду, то в МДМ усилителях реализуется минимальный дрейф нуля. Работу рассмат­риваемого усилителя удобно проиллюстриро­вать с помощью временных диаграмм на­пряжений (или токов) в основных точках схемы рис. 5, которые приведены на рис. 6. Преобразование постоянного Uвх в переменное осуществляется с частотой сигнала управления (модуляции) Uупр , обычно имеющего вид меандра. Для успешной работы УПТ с МДМ необходимо, чтобы частота сигнала управле­ния была, как минимум, на порядок выше максимальной частоты входного сигнала.

Из многообразия возможных вариантов построения модуляторных устройств наибольшее распространение получили транзисторные модуляторы (прерыватели или малотоковые переключатели). Рассмотрим работу простей­шего транзисторного модулятора, принципи­альная схема которого приведена на рис. 7.

Рис. 7

Здесь постоянное входное напряжение Uвх приложено между эмиттером и коллектором n-p-n транзистора, который с помощью трансформатора Тр управляется сигналом Uупр . Транзистор работает как ключ, т. е. он имеет два рабочих состояния: открыт (режим насыщения) и закрыт (режим отсечки). Если в режиме отсечки сопротивление транзистора велико, то в режиме насыщения оно близко к нулю. В результате ток через транзистор будет прерываться с частотой сигнала управления. Этот ток и является входным сигналом для усилителя переменного тока Ус. Связь устройств М и Ус обычно осуществляется через разделительный конденсатор. Схема на рис. 7 обращает на себя внимание тем, что в ней представлен транзистор в инверсном включении. Действительно, в транзисторных модуляторах получило распространение инверсное включение транзистора. Дело в том, что дрейф нуля в УПТ с МДМ в основном определяется дрейфом модулятора, который обусловлен нестабильностью остаточных параметров транзистора (тока и напряжения). Известно, что транзистор в инверсном включений имеет существенно меньшие остаточные параметры, чем в прямом включении. Это преимущество инверсного включения транзистора особенно ярко проявляется в значении остаточного напряжения. Напомним, что остаточный ток планарного транзистора чрезвычайно мал и для прямого включения (десятые или сотые доли наноампер), поэтому использование инверсного включения имеет смысл именно для уменьшения остаточного напряжения.

С помощью формул Эберса-Молла можно получить расчетные отношения для остаточного напряжения прямого U ост и инверсного U ост I включения транзистора при токах коллектора, близких к нулю:

Из (1) следует, что U ост I < U ост , поскольку

, т. е. при малых токах коллектора инверсное включение транзистора лучше подходит для использования в модуляторах. Современные транзисторы при и оптимальном токе базы имеют .

Для качественных УПТ эту величину не всегда можно считать удовлетворительной. Меньшего остаточного напряжения можно достичь с помощью компенсированного модулятора (ключа) на двух инверсно включенных транзисторах, принципиальная схема которого приведена на рис. 8. Здесь транзисторы включены встречно, и поэтому их остаточные параметры должны компенсировать друг друга. Так, для остаточного напряжения рассматриваемого модулятора U остК можно записать:

U остК = U ост1 - U ост2 (2)

где U ост1 , U ост2 остаточные напряжения транзисторов Т1 и Т2 соответственно. Из (2) следует, что снижения U остК , а следовательно, и дрейфа всего УПТ можно достичь за счет того, что U ост1 ≈ U ост2 . Минимальный разброс параметров транзисторов можно получить при их изготовлении на одной подложке в едином технологическом цикле. Такие модуляторные транзисторы, являющиеся простейшими ИС, и получили основное применение в современных УПТ с МДМ (например, ИС К101КТ1). Остаточное напряжение в них обычно не превышает 100 мкВ.

Рис.8

С точки зрения современных требований к электронным устройствам рас­смотренные модуляторы имеют существенный недостаток, состоящий в присутствии электромагнитных трансформаторов, которые очень трудно изготовить в виде ИС. Отметим, что иногда трансформаторы в модуляторах удается заменить оптронами.

При работе с источниками входного сигнала с малыми U вх и большими внутренними сопротивлениями R г лучшие результаты получаются, когда модуля­тор выполняется на полевых транзисторах. Дело в том, что при токе стока, равном нулю, они имеют нулевое остаточное напряжение (чего нет в биполярных транзисторах). Это обусловлено тем, что проводимость цепи между стоком и истоком имеет, как правило, резистивный характер (сопротивление канала). Кроме того, большое R вх позволяет использовать управляющие сигналы малой мощности. Однако с возрастанием Uвх и уменьшением Rг преимущества таких модуляторов исчезают.

В качестве демодулятора ДМ можно использовать различные электронные Устройства. Простейшим демодулятором является обычный двухполупериодный или мостовой выпрямитель с фильтром на выходе. Более совершенным следует считать демодулятор, выполненный как фазочувствительный выпрямитель.

На рис. 9 приведена принципиальная схема одного из вариантов демодулято­ра — фазочувствительного выпрямителя. Она удобна тем, что ее основу составляет уже использованный в модуляторе модуляторный транзистор, состоящий из двух транзисторных структур в инверсном включении.

Рис. 9

На вход демодулятора поступает переменное напряжение U2 с усилителя. В базовые цепи транзисторов посредством трансформатора поступает общий управляющий сигнал Uупр . Транзисторы здесь открываются лишь при положитель­ных потенциалах баз, что происходит именно в момент поступления на вход информационного сигнала, усиленного с помощью усилителя Ус. Такой модулятор успешно функционирует в широком диапазоне рабочих сигналов. Емкость Сф выполняет функции сглаживающего фильтра. Достичь существенного улучшения электрических, эксплуатационных и массогабаритных показателей УПТ можно за счет их построения по балансным схемам.

mirznanii.com

Усилители постоянного тока - часть 4

При симметричном входе источник входного сигнала подключа­ется между входами ДУ (между базами транзисторов Т1 и Т2). При симметричном выходе сопротивление нагрузки подключается между выходами ДУ (между коллекторами транзисторов Т1 и Т2). Такое включение ДУ и было рассмотрено в предыдущем разделе. Теперь остановимся на определении параметров сим­метричного включения ДУ.

Рис. 12 Рис. 11

Проанализируем работу одного плеча, т. е. одного каскада ОЭ, входящего в ДУ. Для этого представим плечо ДУ в виде, изображенном на рис. 11. Здесь отсутствует резистор R Э , поскольку, он не участвует в работе на дифференциальном сигнале. Для входного сопротивления плеча ДУ R вхпл , можно записать:

(3)

Здесь опущены индексы для номеров резисторов, так как плечи ДУ практически симметричны. Слагаемое βR0 вносится за счет последовательной ООС. При R0 =0 уравнение (3) для нашего случая можно упростить до следующего вида:

Меньшую погрешность при расчете

формула (4) обеспечи­вает для ДУ, работающего на малых токах. Поскольку при симметричном входе источник входного сигнала включается между входами ДУ, то общее входное сопротивление ДУ будет равно .

Для рассматриваемого включения ДУ коэффициент усиления его плеча можно представить как

, т.е. коэффициент усиления по напряжению всего ДУ равен K ипл . В нашем случае для K ипл можно переписать (4) в несколько измененном виде:

Здесь учтено, что к выходу одного плеча подключается только половина RH . Действительно, средняя точка резистора RH для рассматриваемого режима ДУ всегда будет иметь нулевой потенциал (потенциал общей шины).

Если RH <( RH /2) , R вх пл > Rr и β велико, то (5) можно переписать в следующем приближенном виде:

Ки диф = R K / r э (6)

Учитывая изложенное выше, коэффициент усиления ДУ по току можно представить в виде (6), заменив R Н на R Н /2. Нетрудно показать, что выходное сопротивление ДУ для рассматриваемой схемы его включения равно удвоенной величине выходного сопротивления плеча R вых пл , которое для каскада ОЭ можно считать равным R К .

Теперь остановимся на схеме включения ДУ с симметричным входом и несимметричным выходом. В этом случае источник входного сигнала подключается между входами ДУ; сопротивле­ние нагрузки подключается одним концом к коллектору одного из транзисторов, а другим—к общей шине. При этом в кол­лекторной цепи второго транзистора может отсутствовать ре­зистор RK. Поскольку способ подачи входного сигнала здесь совпадает с ранее рассмотренным случаем, то входное сопротив­ление также можно определить с помощью (3) или (4). Однако выходной сигнал снимается лишь с одного выхода ДУ, следовательно, выходное сопротивление ДУ – R выхпл = RK . По той же причине Кидиф оказывается в 2 раза меньше, чем при симметричном выходе.

Интересна схема включения ДУ с несимметричным входом и симметричным выходом. Для удобства восприятия специфики этого включения ДУ на рис. 12 приведена его принципиальная схема. Здесь R о =0, а входной сигнал подается на базу транзисто­ра Т1. Плечо, образованное транзистором Т1, является каскадом ОЭ с ООС, образуемой резистором R э , Кипл для него может быть рассчитано по формуле (5), а R выхпл - формуле (3), где R0 следует заменить на R э . У этого плеча ДУ есть и выход с эмиттера, где коэффициент усиления по напряжению для эмиттерного выхода Кик < Кипл . С эмиттерного выхода плеча ДУ будет сниматься неинвертирован­ный сигнал с Кик , который можно представить в следующем виде:

где

— входное сопротивление каскада ОБ, который является плечом ДУ, образованным транзистором Т2. Для эмиттерного выхода первого плеча является сопротивлением нагрузки. Формула (7) справедлива при Rэ > Rвхб. Для каскада ОБ, образованного транзистором Т2, коэффициент усиления по напряжению

Формула (8) записана для условия Rвхб > Rвыхк , где Rвыхк выходное сопротивление по цепи эмиттера каскада на транзисторе Т1. При получении значения Кипл для выхода с коллектора Т2 следует перемножить (7) и (8). После проведения преобразова­ний нетрудно записать и для этого плеча ДУ формулу (5). Таким образом, несмотря на то, что входной сигнал подается лишь на один вход ДУ, его усиливают оба плеча, причем плечо, на базу транзистора которого подан входной сигнал, инвертирует, а другое плечо не инвертирует сигнал. В данном случае общий K идиф =2 K ипл .

При несимметричном входе и выходе работа ДУ происходит аналогично предыдущей схемы включения ДУ. Если входной сигнал подан на вход того же плеча, с выхода которого снимается выходной сигнал ДУ, то в этом случае работает на усиление сигнала лишь одно плечо. Здесь на выходе имеет место инвертированный сигнал с коэффициентом усиления Кипл. Если входной сигнал подан на вход одного плеча ДУ, а выходной сигнал снимается с выхода другого плеча, то на выходе имеет место неинвертированный сигнал с тем же Кипл , что и в первом случае. Если снимать выходной сигнал всегда с одного заданного выхода ДУ, то входам усилителя можно присвоить названия «инвертирующий» и «неинвертирующий».

Изложенное выше показывает, что усилительные параметры ДУ для рабочего сигнала зависят от схемы его включения, которая выбирается в зависимости от конкретных технических требований.

Коэффициент ослабления (подавления) синфазного сигнала (KQOC) является основным параметром ДУ, характеризующим качество его работы. Для того чтобы представить этот параметр, прежде всего, необходимо определить коэффициент усиления по напряжению ДУ для синфазного сигнала Кисф.

При воздействии синфазного сигнала на ДУ можно предста­вить, что его входы соединены друг с другом. Как уже анализировалось в разделе 3, в данном случае резистор RЭ , будет создавать последовательную ООС по току для каждого плеча ДУ (каскада ОЭ). Обычно эту ООС стараются сделать глубокой. Коэффициент усиления плеча для синфазного сигнала можно представить как Киос каскада ОЭ при глубокой ООС с помощью формулы КиОС = - R кн / R э , т.е. для первого плеча K исф1 = R к1 / R э , и для второго — K исф2 = R к2 / R э . Теперь можно записать для K исф всего ДУ:

Из (9) следует основной вывод, ко­торый в разд. 3 был сформулирован в виде двух основных требований к ДУ. Действительно, чем лучше симметрия плеч ДУ, тем меньше ∆ R K . Поскольку идеальная симметрия невозможна, то всегда

При заданном , умень­шить K исф можно за счет увеличения глубины ООС, т. е. увеличения R э. Обычно КООС представляется как отношение модулей Кидиф и Ки c ф , выраженное в децибелах, т. е. KOOC=201g (Кидиф / Ки c ф ). Раскрыв значения коэффициентов усиле­ния из (6) и (9), можно записать (10):

где

— коэффициент асимметрии ДУ. При необходимос­ти коэффициент асимметрии можно дополнить слагаемыми, представляющими разброс других параметров элементов устрой­ства. Напомним, что разброс номиналов резисторов в монолит­ных ИС не превышает 3%. В ДУ всегда стремятся сделать КООС как можно больше. Для этого следует увеличивать номинал R Э . Однако существует несколько серьезных причин, ограничивающих эту возможность, самая главная из которых заключается в больших трудностях при реализации резисторов значительных номиналов в монолитных ИС. Решить эту проблему позволяет использование электронного эквивалента резистора большого номинала, которым является источник стабильного тока. На рис. 13 приведена принципиальная схема ДУ с ИСТ. Здесь ИСТ выполнен на транзисторе ТЗ. Резисторы R 1 , R 2 и R 3 , а также диод D служат для задания и стабилизации режима покоя транзистора ТЗ.

mirznanii.com

Усилители постоянного тока прямого усиления

Усилители постоянного тока

 

Усилитель называют усилителем постоянного тока (УПТ), если он может усиливать постоянные и медленно изменяющиеся сигналы.

Усиление постоянных напряжений и токов можно осуществлять двумя принципиально различными методами: непосредственно по постоянному току и с предварительным преобразованием постоянного тока в переменный. В соответствии с этим УПТ делятся на два основных типа: усилители прямого усиления и усилители с преобразованием.

 

Усилители постоянного тока прямого усиления

 

В таком УПТ для связи между каскадами не могут быть применены ни трансформаторы, ни разделительные конденсаторы. Единственно возможна только гальваническая связь между каскадами. Простейшая схема многокаскадного УПТ показана на рис. 16.

Гальваническая связь между каскадами затрудняет установления наивыгоднейших условий работы для каждого каскада. Из рис. 16 видно, что на базу второго и третьего транзистора кроме полезного сигнала, подается постоянное напряжение коллектора предшествующего каскада. Очевидно, что потенциалы коллекторов последующих транзисторов должны быть все более высокими. Это обстоятельство требует уменьшения сопротивлений RК и увеличения сопротивлений RЭ последующих каскадов. Поскольку на резисторах RЭ создается напряжение отрицательной обратной связи, то с увеличением сопротивлением этих резисторов глубина отрицательной обратной связи возрастает. В результате коэффициент усиления последующих каскадов становится все более низким.

В УПТ наблюдается нежелательное явление – дрейф нуля – изменение выходного напряжения при постоянстве на его входе. Дрейф нуля вызывается изменением напряжения источников питания, температурными изменениями характеристик транзисторов и других радиоэлементов, изменением параметров транзисторов и резисторов в связи с их старением. Очевидно, что особенно нежелательны изменения режима по постоянному току в первых каскадах, поскольку эти изменения усиливаются последующими каскадами. Различают абсолютный дрейф нуля на выходе усилителя и дрейф, приведенный ко входу усилителя.

Абсолютный дрейф нуля UДР. ВЫХ представляет собой максимальное изменение выходного напряжения при короткозамкнутом входе за определенный промежуток времени.

Приведенный ко входу дрейф усилителя равен отношению абсолютного дрейфа на коэффициент усиления усилителя (по напряжению): UДР. ВХ = UДР. ВЫХ / КU. Величина UДР. ВХ ограничивает минимально различимый входной сигнал, т.е. определяет чувствительность усилителя.

Следует отметить, что повышение устойчивости работы УПТ путем введения в его схему отрицательных обратных связей не дает большого эффекта, т.к. в результате уменьшения коэффициентов усиления каскадов их число приходится увеличивать, а это требует увеличения общей мощности источника питания и усложнения схемы. Поэтому УПТ с непосредственными связями используются только в простейших случаях при относительно большом усиливаемом сигнале 0,05 – 0,1 В и коэффициенте усиления порядка нескольких десятков.

 

Дифференциальные усилители (балансные каскады УПТ)

 

Радикальным средством уменьшения дрейфа УПТ является применение параллельно-балансных (дифференциальных) каскадов.

Дифференциальный каскад (рис. 17) выполняют по принципу сбалансированного моста, два плеча которого образованы резисторами RK1 и RK2, а два других – транзисторами VT1 и VT2. В общей цепи эмиттеров включен источник тока IЭ, обеспечивающий постоянство суммы эмиттерных токов транзисторов. Функцию источника тока в простейшем случае может выполнять резистор RЭ. Дифференциальный каскад допускает подачу входных сигналов от двух источников (на оба входа UВХ 1, UВХ 2) или от одного источника входного сигнала. В последнем случае входной сигнал подается на базу одного из транзисторов (а вторая база при этом соединяется с общим проводом) или между базами. Напряжение выходного сигнала снимается или между коллекторами транзисторов (симметричный выход UВЫХ) или с коллектора одного из транзисторов относительно общего провода (UВЫХ 1 или UВЫХ 2 – несимметричный выход).

Питание дифференциального каскада производится обычно от двух источников Е1 и Е2 с равными напряжениями. Ввиду последовательного соединения этих источников суммарное напряжение питания схемы равно Е = Е1 + Е2.

Для нормальной работы схемы она должна быть строго симметрична (транзисторы идентичны, резисторы одинаковы RK1 = RK2 = RK). Тогда при отсутствии входных сигналов (UВХ 1 = UВХ 2 = 0), дифференциальный усилитель сбалансирован и напряжение между коллекторами (на выходе) равно нулю (UВЫХ = 0). Поскольку ток делится между плечами пополам, то потенциалы коллекторов обоих транзисторов одинаковы и равны

UВЫХ 1 = UВЫХ 2 = E1 – (IЭ RK) / 2.

Высокая стабильность схемы в отношении изменения напряжения питания, температуры и прочих факторов объясняется тем, что при одинаковом дрейфе по обоим усилительным каналам каскада, напряжения на коллекторах транзисторов изменяются на одну и ту же величину и дрейф на выходе каскада отсутствует (DUВЫХ = 0). В реальных условиях некоторый дрейф в каскаде всё же имеется, но он существенно меньше, чем в предыдущих схемах, поскольку величина дрейфа здесь определяется разностным дрейфом двух близких по параметрам усилительных каналов. Транзисторы с близкими параметрами можно получить при интегральном (микросхемном) исполнении, когда их изготовление осуществляется в едином технологическом процессе на общем кристалле полупроводника.

Пусть на входы усилителя (рис. 17) поданы два напряжения UВХ 1 и UВХ 2. Дифференциальный усилитель должен усиливать только разность напряжений двух входных сигналов независимо от их уровня (т.е., например, при напряжениях 2 В и 3 В или 20 В и 21 В усилитель должен усиливать только разность DU = 1 В). У идеального дифференциального усилителя коэффициент усиления разностного (дифференциального, полезного, нормального) сигнала равен:

КР = UВЫХ / (UВХ 1 - UВХ 2).

При разностном входном сигнале коллекторный ток одного транзистора увеличивается, а другого – уменьшается на одну и ту же величину, т.к. сумма их токов должна оставаться приблизительно равной IЭ.

Однако, реальный усилитель не обладает идеальной симметрией, в результате чего напряжение на выходе зависит не только от разности, но и от суммы входных сигналов. При этом сумма входных сигналов поделенная на два, называется синфазным сигналом UСФ = (UВХ 1 + UВХ 2) / 2. (Синфазным называют также одновременное изменение обоих сигналов в одном направлении.) Коэффициент усиления синфазного сигнала равен:

КСФ = 2×UВЫХ / (UВХ 1 + UВХ 2).

Коэффициент КСФ измеряется при одинаковых напряжениях на входе UВХ 1 = UВХ 2 = UВХ. Качество дифференциального усилителя (его приближение к идеальному) оценивается коэффициентом ослабления синфазного сигнала, равным отношению коэффициентов усиления разностного и синфазного сигналов КОС.СФ = КР / КСФ. У хороших дифференциальных усилителей КОС.СФ = 104 –106, что составляет 80 – 120 дБ.

Дифференциальные усилители используются в операционных усилителях в предварительных каскадах усиления. При построении многокаскадных схем дифференциальные каскады можно соединять друг с другом непосредственной связью. При этом коллекторы предыдущего каскада соединяются с базами последующего.

 

УПТ с преобразованием (с модуляцией и демодуляцией)

 

Наличие дрейфа и трудности непосредственного усиления в УПТ послужили причиной создания усилителей постоянного тока с преобразованием, устройство и принцип действия которых поясняют рис. 18 и 19.

Вначале усиливаемое напряжение (ток) преобразуется в колебания, амплитуда которых изменяется во времени пропорционально входному сигналу UВХ. Для этого усиливаемый сигнал подают на модулятор. Одновременно на вход модулятора поступает переменное напряжение фиксированной частоты (1 - 10 кГц) от вспомогательного генератора, входящего в состав усилительного устройства. Полученное в результате преобразования напряжение U1 усиливается до нужной величины с помощью обычного усилителя переменного напряжения, в качестве которого может быть использован, например, усилитель низкой частоты, собранный по резистивной схеме. Напряжение U2 с выхода усилителя подается на детектор (демодулятор), который позволяет получить из модулированных колебаний напряжение такой же формы, которое было подано на вход усилителя.

Преимущества УПТ с преобразованием: значительно меньший уровень дрейфа, позволяющий усиливать слабые сигналы; малая чувствительность к колебаниям питающих напряжений; высокий коэффициент усиления, достигающий десятков и сотен тысяч. Эти преимущества обусловлены тем, что основное усиление сигнала осуществляется на переменном токе. Недостатком УПТ с преобразованием является относительная сложность схемы.

Дата добавления: 2015-07-15; просмотров: 398 | Нарушение авторских прав

mybiblioteka.su - 2015-2018 год. (0.011 сек.)

mybiblioteka.su

---

• 
  Вектор магнитной индукции от чего зависит
• 
  Индикатор 220 вольт на светодиоде
• 
  Передать показания счетчика газа черкассы
• 
  Контур повторного заземления
• 
  Как не платить за свет в частном доме
• 
  Ремонт сварочных инверторов своими руками
• 
  Сопротивление в проводнике
• 
  Обозначение коммутатора на схеме
• 
  Не берет зарядку автомобильный аккумулятор
• 
  Расчет электропроводки в квартире
• 
  Делают ли перерасчет после поверки счетчиков воды